^вверх

Next Sound

Бесплатные шаблоны Joomla

Наши Статьи

,

Усилитель класса А для электромагнитных головных телефонов с непосредственной междукаскадной связью

Как и у всех усилителей, работающих на проблемную нагрузку, эта схема была разработана в обратном направлении, от выхода к входу. Примите во внимание, что схема представляет собой модель для решения проблем сопряжения по постоянному току — а не подробный образец конструкции усилителя для головных телефонов (наушников).

В рассматриваемом усилителе необходим катодный повторитель, чтобы обеспечить низкое выходное сопротивление. Лампы с высокими внутренним статическим коэффициентом усиления т, высокой крутизной проходной характеристики gm подходят наилучшим образом, так как катодные повторители с высокой крутизной gm гарантируют низкое выходное сопротивление rвых и высокое m, что позволяет использовать сильную обратную связь, чтобы уменьшить искажения. Из этих соображений, лампа типа 6С45П является идеальной для данной задачи. В схеме усилителя (рис. 4.25) катод подсоединен к отрицательному источнику питания через стандартный приемник неизменяющегося тока, построенный на пентоде типа EL822.

В рассматриваемом усилителе необходимо создать отрицательную обратную связь по постоянному току, чтобы стабилизировать и симметрировать выход усилителя на О В, и также необходимо, чтобы усилитель имел высокое входное сопротивление для того, чтобы он не нагружать схему регулировки громкости. Идеальными входными каскадами, следовательно, являются дифференциальные пары, и так как мы уже имеем источник питания отрицательной полярности, кажется нелогичным не использовать второй пентод в качестве приемника неизменяющегося тока для дифференциальной пары.

Усилитель, со связью по постоянному току для головных телефонов

Рис. 4.25 Усилитель, со связью по постоянному току для головных телефонов

Электромагнитные головные телефоны (наушники) являются устройствами с низким полным сопротивлением. Так как переносное оборудование должно предусматривать возможность работы от аккумулятора напряжением 3 В (возможно, только 1,5 В), то типовые наушники, разработанные для портативного использования, обычно имеют сопротивление 32 Ом, а более высокого качества соответственно до 200 Ом. В любом случае они требуют значительного тока, и являются крайне неблагоприятной нагрузкой для электронной лампы. Так как мы при увеличении анодного тока Ia, рассеиваемая на аноде тепловая мощность Ра также увеличивается, во избежание перегрева лампы требуется уменьшать нагрев, понижая анодное напряжение Vaне забывая при этом учитывать необходимость работать без сеточного тока. Установка анодного напряжения Va135 В соответствует работе без сеточного тока. Величина предельно-допустимого значения мощности, рассеиваемой на аноде лампы типа 6С45П составляет всего Ра(макс) = 7,8 Вт, тем не менее все другие технические характеристики этой лампы являются довольно оптимистичными. Разумеется, разумно работать не достигая предельно-допустимой рассеиваемой мощности. Если установить анодный ток Ia= 34 мА, то мощность, рассеиваемая на аноде составит Ра = 4,6 Вт.

Теперь необходимо рассмотреть входную дифференциальную пару. Так как имеется источник питания только на 135 В, то необходима электронная лампа, имеющая хорошую линейность при низком анодном напряжении. Лампы типа ЕСС86 были бы идеальными, но на момент разработки автору были доступны лишь ЕСС88. Построение нагрузочных линий, имевших небольшой наклон позволило предположить, что резисторы нагрузки 27 кОм будут хорошо обеспечивать режим с анодным напряжением 68 В, с током катода 5 мА при напряжении смещения между сеткой и катодом Vск = 2 В.

Наконец, анализируя именно рассматриваемую практическую схему усилителя, появляется возможность рассмотреть более существенные проблемы междукаскадной связи по постоянному току, используя чистые делители напряжения, нежели описанные выше.

Итак, на каждом аноде лампы ЕСС88 напряжение 68 В. На сетке лампы 6С45П, катодного повторителя, ≈ —1,5 В (не следует забывать, что необходимо иметь на катоде 0 В), поэтому мы должны иметь падение напряжения 69,5 В. Если установить ток 100 мкА в цепочке делителя напряжения, то потребуется верхний резистор сопротивлением 695 кОм, что является неудобным значением. Если выбрать ближайшее к расчетному стандартное значение 680 кОм, то ток делителя напряжения становится 69,5 В/680 кОм = 102,2 мкА.

На нижнем резисторе должно падать напряжение —1,5 В - -135В= 133,5 В, таким образом, для 102,2 мкА требуется резистор 1,3 МОм, что легко набирается из стандартных и близко к рекомендуемому для таких схем значению. Тем не менее, нужно учитывать и другой фактор. При расчетном анодном напряжении, через цепочку делителя напряжения проходит ток ≈ 100 мкА, за счет тока анода 2,5 мА. 2,5 мА является низким током для этой лампы, поэтому отклонения между экземплярами ламп значительно усиливаются, и небольшой ответвляемый в делитель ток не принимается в расчет при сравнении. Изменения ответвляемого от лампы тока могут вызвать дисбаланс нулевого потенциала по постоянному напряжению на выходных клеммах усилителя. Возникает вполне резонный вопрос: почему бы не сделать цепочку делителя регулируемой для компенсации изменения характеристик ламп? Использование постоянного резистора на 1,2 МОм, установленного последовательно с переменным резистором на 250 кОм позволяет менять сопротивление на ±10%. Можно установить переменный резистор и большей величины, но это сделает более сложной регулировку выхода по постоянному току.

Даже если выход по постоянному току тщательно отрегулирован (симметрирован) до 0 В, он будет дрейфовать. Необходимо средство стабилизации выхода по постоянному току на 0 В, и лучший выход — применить отрицательную обратную связь. Подключим петлю обратной связи параллельно выходу усилителя, но так как выход делителя напряжения обратной связи подсоединен к другой сетке дифференциальной пары, а дифференциальная пара усиливает разность между входными сигналами, то обратная связь при этом является последовательной входному сигналу. Обратная связь, следовательно, является параллельно снимаемой и последовательно прикладываемой (вводимой), поэтому она уменьшает выходное сопротивление и увеличивает входное сопротивление. Уменьшение выходного сопротивления является важным, потому что все современные электромагнитные преобразователи рассчитаны на нулевое внутреннее сопротивление источника сигнала, чтобы иметь их оптимальную переходную характеристику.

При проектировании цепей обратной связи, всегда требуется знать коэффициент усиления. Величина 27 кОм — довольно низкое сопротивление анодной нагрузки для любой из ламп ЕСС88, и построение нагрузочной линии прогнозирует коэффициент усиления 26,75. Входные каскады работают как дифференциальная пара, но так как используется только один выход, то нужно разделить пополам коэффициент усиления, получая значение 13,375. Как уже обсуждалось выше, междукаскадный делитель схемы сдвига уровня вносит потери по полезному сигналу, обладая коэффициентом передачи по напряжению 0,657, что уменьшает коэффициент усиления до 8,78. Принимая во внимание, что в лампах типа 6С45П при анодном токе Iа = 34 мА, достигается эквивалентное сопротивление rк ≈ 25 Ом, нагрузка 32 Ом вносит дополнительные потери порядка 0,56, уменьшая общий коэффициент усиления до ≈ 5. Таким образом, даже глубокая 100% обратная связь может обеспечить улучшение только (1 + βA0) = 5, или 14 дБ.

Схема была опробована со 100% отрицательной обратной связью потому что это наиболее важное условие устойчивости. Подавался образцовый прямоугольный сигнал — частотная характеристика при 10 кГц и нагрузка 200 Ом (рис. 4.26). Схема была опробована с различными сопротивлениями нагрузки.

Малые искажения на прямоугольном испытании соответствуют достаточно  равномерной амплитудно-частотной характеристике

Рис. 4.26 Малые искажения на прямоугольном испытании соответствуют достаточно равномерной амплитудно- частотной характеристике

В таблице 4.15. приводятся уровни выходных сигналов при различных сопротивлениях нагрузки, соответствующие различным уровням СКГ + Ш (совокупный коэффициент гармоник плюс шум). Неудивительно, что немногие лампы способны выдавать высокий неискаженный выходной уровень при нагрузке 32 Ом, и что разработанная схема (которой и соответствует таблица) может выдавать только 8 мВт при 0,5% СКГ + Ш и нагрузке 32 Ом.

Таблица 4.15
Выходной сигнал в дБ для определенных СКГ + Ш
0,5% 0,2% 0,1%
100 кОм - - +20
200 Ом +16,7 + 12,8 +7,8
32 Ом -3,7 - -

Ситуация заметно улучшается при нагрузке 200 Ом, вследствие чего схема удваивает полезную мощность при СКГ + Ш < 0,1 %. Что более важно — спектр гармоник искажений становится приемлемым: 2-я = —60 дБ, 3-я = —82 дБ, 4-я = —100 дБ. Удивительно, но у автора нет собственных электромагнитных наушников приемлемого качества, поэтому он не смог проверить этот усилитель субъективно.

Наблюдательный читатель, имеющий перечень технических характеристик лапы типа 6С45П, заметит, что в этой схеме сопротивление утечки сетки 150 кОм намного превышает максимальное рекомендуемое. Помните, что основное назначение резистора смещения сетки — удержание требуемого напряжения на сетке при любом сеточном токе. Если резистор является слишком большим, сеточный ток поднимает напряжение на сетке, уменьшает напряжение смещения между сеткой и катодом Vck, увеличивает анодный ток Ia, увеличивая сеточный ток до тех пор, пока лампа не выйдет из строя. В этой схеме анодный ток Ia лампы 6С45П устанавливается исключительно приемником неизменяющегося тока, поэтому рассмотрение отвода тепла, вызванного чрезмерным сопротивлением утечки сетки не требуется.

Если необходимо реализовать схему рассмотренного типа, самое простое разбить ее на две части перед применением обратной связи. Сначала монтируется и налаживается выходной каскад, закорачивается верхняя сетку на землю, и регулируется задающий резистор схемы источника неизменяющегося тока, чтобы установить правильный ток катодного повторителя. Затем монтируется дифференциальная пара и связанный с ней источник неизменяющегося тока, и регулируется задающий резистор тока источника неизменяющегося тока, чтобы установить требуемый режим анодной цепи. Затем два каскада соединяются, и настраивается делитель схемы сдвига уровня, чтобы получить 0 В постоянного напряжения на выходе. Наконец, замыкается петля отрицательной обратной связи.

Использование схемы сдвига уровня с источником тока

Как уже было упомянуто ранее, схема сдвига с источником тока существенно усиливает шум и фон его источника опорного напряжения. Проблема этого шума может быть решена различными способами:

• уменьшить шум, создаваемый источником опорного сигнала. Диоды с прямым смещением создают мало шумов, по этой причине дешевые красные светодиоды являются идеальными. Если должен использоваться стабилитрон, то шум должен фильтроваться;

• шум не является проблемой сам по себе, он становится проблемой, когда напряжение сигнала достаточно низкое, и отношение сигнал / шум становится критическим. Решение: не использовать схемы сдвига уровня с источником тока в предусилителях;

• если шум может быть введен в схему таким образом, чтобы стать синфазным, то он может быть компенсирован дифференциальной парой. Это наиболее действенная методика.

Несколько лет назад, автор приобрел в магазине подержанных вещей 40 полевых МОП-транзисторов серии IRF с n-каналом и p-каналом, и после проверки на характериографе, удалось подобрать две приемлемых комплементарных пары. Сразу всплыла идея создания гибридного усилителя, связанная с желанием использовать некоторые давно пылящиеся на полке лампы. Автор прежде был неспособен найти применение таким замечательным лампам, как E55L, с высоким значение крутизны проходной характеристики gm (55 мА/В), но теперь понял, что можно сделать хороший катодный повторитель, используя полевые МОП-транзисторы с высокой емкостью затвора. Небольшое исследование эскизного представления привело к схеме, требующей схему сдвига с источником тока (рис. 4.27).

Полевой МОП-транзистор с n-каналом требует напряжения + 5 В на затворе, чтобы пропускать требуемый ток 1,7 А, а полевой МОП-транзистор с p-каналом требует напряжения —6 В, для того чтобы установить требуемый ток выходного каскада. Катодный повторитель на лампе типа E55L имеет мощный каскодный приемник неизменяющегося тока, выполненный на транзисторе типа MJE340 и транзистор типа ВС549 в качестве активной нагрузки. Дифференциальная пара на двойном триоде типа 7N7 имеет каскодный приемник неизменяющегося тока в цепи катода, который совместно использует источник опорного напряжения приемника с каскадом на лампе E55L. Для того, чтобы сбалансировать анодные нагрузки, неиспользуемый выход лампы 7N7 содержит RC-цепочку, включаемую на землю (шасси) для моделирования полного входного сопротивление катодного повторителя на лампе типа E55L. Дифференциальный вход каскада на лампе типа ЕСС808 довольно стандартный за исключением того, что он имеет источник неизменяющегося тока в качестве анодной нагрузки, чтобы улучшить его линейность при работе от положительного источника питания с невысоким напряжением +150 В (его катодный источник неизменяющегося тока может потребовать тонкой настройки, чтобы установить нужное анодное напряжение Va.

Так как дифференциальная пара на ламе 7N7 напрямую связана с катодным повторителем на лампе E55L, ее сетки должны быть под напряжением отрицательного источника питания или близко к нему, однако на анодах лампы ЕСС808 приложено напряжение +123 В. Таким образом, проблема состоит в том, чтобы соединить два каскада по постоянному току с минимумом шумов.

Сопряжение по постоянному току, используя источник тока в качестве приемника

Рис. 4.27 Сопряжение по постоянному току, используя источник тока в качестве приемника

Значение 1 МОм сопротивления верхнего резистора схемы сдвига уровня было выбрано произвольно, предположив, что ток, проходящий через него будет ≈ 250 мкА. Нужно знать этот ток, потому что он является расчетным током приемника неизменяющегося тока. Если выбрать источник опорного напряжения 6,2 В, то требуется резистор сопротивлением 24 кОм. Если рассматривать схему сдвига уровня как усилитель с общим эмиттером, можно найти его коэффициент усиления.

Поскольку коллекторный ток Iк = 250 мкА, то крутизна gm = 35 Iк = 35 х 0,25 = 8,75 мА/В. Коэффициент усиления равен Av = gm RH — 8,75 * 1000 = 8750. Тем не менее, усилитель имеет значительную обратную связь, так как нешунтированный резистор в цепи эмиттера имеет сопротивление 24 кОм. Таким образом, можно использовать уравнение обратной связи:

В качестве альтернативы, зная, что коэффициент усиления перед применением обратной связи желательно иметь большим, можно просто использовать приближение:

Значением этого упражнения является то, что большее напряжение источника опорного напряжения уменьшает коэффициент усиления, так как значение Rэ большое. Хотя вариант схемы со светодиодами был бы несколько хуже, в этом случае коэффициент усиления будет ≈ 250.

Если схемы сдвига уровня совместно используют общий (шумящий) источник опорного сигнала постоянного тока, шум усиливается идентично, таким образом, он представляется в дифференциальной паре, как синфазный шум, который она может подавить. Для гарантии того, что шум остается синфазной помехой, резистор в цепи эмиттера и сопротивление делителя 1 МОм необходимо согласовывать, поэтому допуск 0,1 % являются идеальным. На высоких частотах, синфазное подавление дифференциальной пары ухудшается. Если зашунтировать резисторы 1 МОм конденсаторами, коэффициент усиления схемы сдвига уровня будет падать с частотой, поэтому это дает меньше шума на дифференциальную пару, которая компенсирует падение коэффициента ослабления синфазного сигнала дифференциальной пары.

Continue reading
1681 Hits

Проблема сопряжения одного каскада со следующим

Наиболее распространенным видом сопряжения одного каскада со следующим является сопряжение через конденсатор — так называемая емкостная связь. Идеальный конденсатор не генерирует искажений. К сожалению, даже идеальный конденсатор может увеличивать искажения сгенерированные лампами или транзисторами.

Проблема блокировки разделительным конденсатором

Блокировка — крайне неприятное явление, в следствие которого усилитель подавляется на короткое время после кратковременной перегрузки. Очень часто блокировка вызывается конденсатором, который соединяет перегруженный каскад с соседним (рис. 4.23).

Емкостная связь между каскадами

Рис. 4.23 Емкостная связь между каскадами

Емкостная связь между двумя каскадами совместно с резисторами входной цепи следующего каскада формирует фильтр верхних частот. Для того, чтобы не влиять на аудиосигнал, всегда стараются, чтобы частоты среза всех RC фильтров, образующихся за счет цепей связи и питания по уровню f-3дБ составляли около 1 Гц, подбирая номиналы деталей из соотношения:

Таким образом, установка частоты среза f-3дБ = 1 Гц означает, что постоянная времени цепи t = 160 мс.

Как следует из закона Кирхгофа для напряжений, в рассматриваемой цепи должно выполняться следующее условие для напряжения, приложенного к разделительному конденсатору:

В нашем примере, постоянное анодное напряжение предшествующего каскада Va(V1) = 100 В, а сетка следующего каскада связана с землей через резистор смещения сетки, поэтому Vc(V2) = 0 В, вызывая Vc100 В.

Если подать на вход первого каскада всплеск сигнала для того, чтобы получить на аноде 20 В положительной полуволны переменного напряжения сигнала, напряжение сетки второго каскада V2 пытается возрасти также на 20 В, но реально в данном примере оно достигнет лишь +10 В, в следствие конечной проводимости участка сетка — катод. В этом случае предыдущее уравнение по-прежнему должно быть верным, поэтому:

Напряжение на разделительном конденсаторе в этом случае способно изменяться очень быстро, поскольку теперь он заряжается через низкое полное сопротивление цепи перегруженной сетки.

По окончании импульса можно найти напряжение на сетке второй лампы, преобразуя уравнение:

Итак, напряжение на сетке —10 В, но при этом на катоде катодным развязывающим конденсатором цепи автосмещения поддерживается +10 В, поэтому суммарное напряжение между сеткой и катодом Vск = — 20 В, и цепь сетки возвращается к высокому полному сопротивлению. Очень важно, что электронная лампа при этом закрывается и остается закрытой до тех пор, пока сетка не вернется в исходное состояние с нулевым напряжением. Единственная цепь для токов заряда и разряда конденсатора, это путь через резистор смещения сетки, но, как уже было рассмотрено ранее, эта цепь имеет постоянную времени 160 мс. Поскольку для изменения заряда конденсатора на 99% от максимального требуется время, равное 5t, — исходное состояние на сетке (нулевое напряжение), не будет восстановлено, пока не пройдет 0,8 с после кратковременной перегрузки.

Восстановление режима каскада после перегрузки усложняется тем обстоятельством, что при запертой лампе отсутствует катодный ток, что в свою очередь усложняет разряд развязывающего конденсатора через резистор катодного смещения. Сама электронная лампа также требует некоторого времени на восстановление после перегрузки и вызываемой ей блокировки. Таким образом, кратковременная перегрузка вызывает блокирование усилителя примерно на одну секунду.

Можно подумать, что сильная перегрузка, вызывающая блокировку маловероятна, но в тех усилителях, где применяется глубокая обратная связь в усилителе мощности с емкостной связью с предыдущим каскадом, блокировка весьма вероятна даже при слабых перегрузках. Предположим, что переходный процесс вызывает ограничение в выходном каскаде. Обратная связь пытается скорректировать это искажение формы сигнала, значительно увеличивая сигнал выходного каскада, создавая тем самым благоприятные условия для блокировки.

Как уже было показано, блокировка происходит, потому что разделительный конденсатор значительно изменяет свой заряд во время перегрузки. Если конденсатор удалить или переместить, то есть изменить схемотехнику междукаскадной цепи, эту проблему можно существенно уменьшить или вовсе исключить. При рассмотрении различных каскадов усиления мощности, будет рассмотрен и вариант межкаскадного согласования, исключающий проблему блокировки.

Трансформаторная связь между каскадами

Качественные трансформаторы звуковых частот являются дорогостоящими компонентами, но они являются основой для решения задач согласования громкоговорителей с ламповыми усилителями. Также применяются и межкаскадные трансформаторы, применение которых дает несколько уникальных преимуществ.

Если трансформатор используется как анодная нагрузка каскада, то электронная лампа может достичь намного большего размаха сигнала, потому что анодное напряжение теоретически может иметь размах до удвоенного значения высокого напряжения питания. Так как трансформатор эффективно удваивает анодное напряжение, а истинный размах сигнала пропорционально меньше, это уменьшает искажения по сравнению с аналогичным каскадом на такой же лампе, имеющей резистивную анодную нагрузку при одинаковом напряжении питания. Двухтактный каскад дополнительно позволяет подавить четные гармоники искажений. К сожалению, несимметричный (однотактный) трансформаторный каскад, в отличие от двухтактного, где постоянные токи ламп текут через полуобмотки трансформатора встречно, работает при постоянном токе, протекающем через первичную обмотку, что чревато насыщением сердечника. Решается эта проблема применением броневого сердечника с зазором, что уменьшает ширину полосы. Если трансформатор понижает напряжение в отношении 2:1, каскад может создавать одинаковый размах выходного напряжения по сравнению с аналогичным каскадом с резистивной нагрузкой, но при этом выходное сопротивление оказывается в четыре раза ниже.

С точки зрения вторичной обмотки, обмотка с центральным выводом обеспечивает идеальное расщепление фазы, что делает такие трансформаторы весьма привлекательными в качестве фазоинверторов. Мощным лампам необходимо низкое сопротивление утечки сетки из-за их сеточного тока, поэтому очень низкое сопротивление по постоянному току идеально для вторичной обмотки.

Против этих преимуществ всегда нужно взвешивать неизбежный факт, что межкаскадные трансформаторы имеют недостаток — они работают с высоким полным сопротивлением.

Смещение уровня и связи по постоянному току

Кроме резисторно-емкостной и трансформаторной, также существует и непосредственная связь между каскадами, когда согласование уровней соседних каскадов по постоянному напряжению обеспечивается резистивными делителями, вспомогательными источниками и специальными схемами сдвига уровня (рис. 4.24).

На рис. 4.24а, приведен простой резистивный делитель напряжения с дополнительным источником питания отрицательной. Пусть нужно получить уровень —10 В на выходе делителя напряжения, что будет соответствовать требуемому постоянному напряжению на сетке следующего каскада. Вместо того, чтобы использовать уравнение делителя напряжения, легче установить некоторую целесообразную величину тока через делитель напряжения и применить закон Ома, чтобы найти требуемые сопротивления через необходимые падения напряжения на них.

Три способа непосредственной связи двух каскадов по постоянному току

Рис. 4.24 Три способа непосредственной связи двух каскадов по постоянному току

Подобным образом, сопротивление нижнего резистора должно быть:

Рассматриваемый в данном примере делитель напряжения будет ответвлять на себя часть тока анода электронной лампы предшествующего каскада, поэтому нужно минимизировать этот ток. Если установить ток делителя напряжения величиной 100 мкА, то при напряжении 100 В на аноде предшествующей лампы, напряжении —100 В вспомогательного выпрямителя и требуемом напряжении —10 В на сетке последующей лампы, нетрудно найти сопротивление верхнего резистора:

Ближайшее стандартное значение равное 910 кОм — прекрасно подойдет. К сожалению, мы имеем не только сдвинутый уровень сигнала по постоянному напряжению на требуемую величину, но также его ослабление. По переменному току имеем следующий коэффициент передачи делителя напряжения:

Чистые резистивные схемы сдвига уровня неизбежно ослабляют полезный сигнал, и это та цена, которую мы должны платить за простые связи по постоянному току.

В качестве альтернативы, можно заменить верхний резистор аккумулятором, чтобы сделать схему сдвига уровня с источником напряжения: смотри рис. 4.246.

Так как аккумулятор является идеальным источником напряжения, он является коротким замыканием по переменному току, поэтому эта схема сдвига уровня не ослабляет переменный ток. Так как аккумуляторы на 110 В неудобно большие, заменим аккумулятор стабилитроном или неоновой лампой — источником опорного сигнала. К сожалению оба устройства должны пропускать значительный ток покоя (обычно порядка 5 мА), что затрудняет их использование. Хуже всего — они оба шумят.

Существует и еще одна возможность исправить положение — заменить нижний резистор приемником неизменяющегося тока, для создания схемы сдвига уровня с источником тока (рис. 4.24в). Нет препятствий для того, чтобы сделать приемник неизменяющегося тока на биполярных транзисторов или пентоде. При условии, что приемник имеет rвых >> Rвехнего, схема сдвига уровня с источником тока не ослабляет полезный переменный ток. Тем не менее, имеется проблема шума. Пентоды и некоторые транзисторы являются усилителями тока, управляемые напряжением, это означает, что они преобразуют входное напряжение в выходной ток. Приемник тока усиливает свой источник опорного напряжения постоянного тока, и нужно преобразовать его выходной ток в напряжение, используя резистор с высоким сопротивлением. В сущности, мы сконструировали усилитель с большим коэффициентом усиления, который усиливает шумовое напряжение постоянного тока источника опорного сигнала.

Хотя схемы сдвига уровня с источником тока пригодны для использования, их основная проблема — шум, и почти все усилия разработки должны сосредотачиваться на уменьшении их шума до допустимого уровня. Приемник неизменяющегося тока, включаемый в катодную цепь дифференциальной пары не добавляет существенный шум, потому что работает на низкое полное сопротивление нагрузки rки его шум является синфазной помехой, поэтому он обычно подавляется.

К сожалению, все рассмотренные методы непосредственной связи между каскадами электрически соединяют сигнал с вспомогательным отрицательным источником питания, который также способен добавлять помехи от источника промышленной частоты (фон) и шум к полезному сигналу.

Continue reading
1531 Hits

Выбор электронной лампы по критерию низких искажений

Немаловажный вклад в нелинейные искажения вносят сами усилительные приборы — электронные лампы. Казалось бы, на первый взгляд об искажениях лампы можно судить по семейству ее статических характеристик. Например, семейство выходных (анодных) статических характеристик лампы, имеющие заметно различные промежутки между кривыми, снятыми при разном сеточном напряжении (при условии его изменения с фиксированным шагом), указывает на искажения. В то же время, лампа, обладающая более равномерными характеристиками, далеко не обязательно будет генерировать мало искажений. В конечном счете, разработчику остается либо использовать электронные лампы, специально разработанные для линейного усиления с малыми искажениями, либо самому проверять лампы на предмет искажений.

Специальные разработки ламп с малыми искажениями

Минимизирование искажений приводит к удорожанию производства электронных ламп, поэтому, когда разрабатывались электронные лампы с малыми искажениями, они были предназначены специально для создания высококачественной аудиоаппаратуры, которая включает как профессиональное студийное и звукозаписывающее оборудование, так и бытовую аудиотехнику повышенного качества.

В 1930-х годах, при разработке ламп во главу угла ставился коэффициент усиления, который в те времена у большинства ламп был достаточно низким. Все остальные показатели приносились в жертву в угоду коэффициенту усиления. Например, идея отрицательной обратной связи, имеющая в качестве последствия снижение коэффициента усиления, рассматривалась в те времена как ересь. Поэтому технические предложения Гарольда Блэка (Harold Black) на сей счет, хоть и были заверены 18-го августа 1927, но патент США не был выдан до 21-го декабря 1937.

Тем не менее, уже в те времена специально разрабатывались лампы особой конструкции, позволяющие получать малые нелинейные искажения в усилителях. Одной из первых ламп, специально предназначенных для усилителей с малыми искажениями, можно назвать американский триод типа 76.

В последствии, когда отрицательная обратная связь стала широко распространенной, стало выгоднее уменьшать искажения, жертвуя коэффициентом усиления, но, повинуюсь, старым добрым традициям, разработчики на это шли далеко не всегда. Поэтому последнее поколение ламп (например, серий ЕСС83/12АХ7, и т. п.) имеет более высокий коэффициент усиления, но больше искажений.

Электронные лампы с малыми искажениями также требовались и телекоммуникационным компаниям, но не потому, что они были сильно озабочены точностью воспроизведения речевых сигналов. Проблема линейности возникла тогда, когда было принято решение о внедрении многоканальных систем передачи телефонных каналов. Если нужно обеспечить тысячу телефонных каналов между двумя городами на расстоянии десяти миль, можно проложить 1000 витых пар, но кабель, содержащий такое количество проводов, дорогостоящий и его трудно прокладывать. Решение, принятое компаниями электросвязи было оригинальным, но единственно правильным — модулировать на каждом телефонном канале несущую частоту радиодиапазона, как это делается в радиосвязи и радиовещании. Причем, каждому телефонному каналу при этом выделяется своя частота. Стоит заметить, что такой принцип частотного уплотнения каналов сегодня, в век цифровой техники, считается устаревшим, но в те далекие годы он был единственно возможным. Групповой радиосигнал, содержащий 1000 модулированных несущих можно передать при помощи одного единственного коаксиального кабеля, который достаточно дешев и легко прокладывался. Однако, все кабели вносят потери. При реальных расстояниях между городами (а в особо крупных городах и между районами в пределах города) потери становится существенными, поэтому всем таким кабельным линиям связи необходимы промежуточные усилители, которые обычно устанавливаются через равные расстояния. Одно из многих преимуществ многоканальной передачи телефонных каналов — как тысяча телефонных каналов в одном кабеле для рассматриваемого примера — также является то, что необходим только один промежуточный усилитель группового сигнала, вместо тысячи раздельных. Но этот усилитель обязательно должен быть сверхлинейным! Иначе нелинейные составляющие от одного телефонного канала будут неизбежно попадать в полосу соседнего. Таким образом, любые нелинейные искажения искажение в усилителе группового сигнала вызывает наложение одного телефонного разговора на другой. Электронные лампы, разработанные для использования в промежуточных усилителях широкополосной многоканальной телефонии, таким образом, просто должны генерировать минимум нелинейных искажений.

Во многих электронных лампах последнего поколения применяется сетка на каркасе. Некоторые, например, лампы серий 417/5842, были разработаны для малых искажений, другие, например, ЕСС88/ Е88СС, просто извлекли пользу от улучшенной технологии производства и создают мало искажений. Некоторые электронные лампы, например, тип Е182СС и тип 6350 были разработаны для использования в первых цифровых компьютерах, где наиболее важна долговечность даже с полным нагревом и отсутствием тока анода, который вызывает рост сопротивления переходного слоя катода. Другие электронные лампы были разработаны и изготовлены без учета искажений.

Проблема выходной ступени генератора кадровой развертки в старых ламповых телевизорах очень похожа на проблему аудиоусилителя, имеющего в качестве нагрузки громкоговоритель. Оба устройства используют выходные трансформаторы для согласования электронной лампы с нагрузкой и работают в звуковом частотном диапазоне. Тем не менее, телевизионные отклоняющие катушки развертки приводятся в действие управляющим током, а не напряжением как в стандартных громкоговорителях. К сожалению, ограниченная индуктивность первичной обмотки Lп выходного трансформатора формирует ток самоиндукции в дополнение к току отклоняющей катушки развертки, и это означает, что общий ток необходимый от лампы генератора кадровой развертки искажен по сравнению с идеальным током, требуемым отклоняющими катушками. На практике использовались многие способы достижения требуемой кривизны формы отклоняющего тока развертки — например, использование кривизны выходных характеристик триода. Так как индуктивность первичной обмотки Ln выходного трансформатора кадров не регулируется, требуемая кривизна развертывающего тока должна быть управляемой, поэтому в цепь катода электронной лампы выходного каскада кадровой развертки часто включался переменный резистор, чтобы корректировать линейность изображения по вертикали.

Основная проблема использования в аудио усилителях ламп, предназначенных для работы в генераторах кадровой развертки телевизоров, — отсутствие каких-либо серьезных требований разработчиках к их искажениям. Связано это с тем, что, как упоминалось выше, для обеспечения требуемой линейности развертки, достаточно установить катодный потенциометр — регулятор. Ранние разработки ламп для кадровой развертки, например, сдвоенный триод 6ВХ7, дают широкие отклонения по искажениям, поэтому такие лампы должны отбираться индивидуально при использования в аудиотехнике. Вероятность обнаружения пары ламп с малыми искажениями в одной колбе низка, поэтому отбор пары с малыми искажениями среди одиночных триодов 6АН4 аналогичного назначения было бы намного более дешевой альтернативой. Более позднее поколение ламп, например, ЕСС82 (также предназначенных для использования в генераторах кадровой развертки телевизоров) извлекло пользу из улучшенной технологии производства и искажения крайне унифицированы от экземпляра к экземпляру: они единообразно плохие.

Проблема карбонирования баллонов ламп

Еще Декет (Deketh) подчеркивал, что не все электроны, двигающиеся к аноду лампы притягиваются — некоторые «промахиваются» и сталкиваются с баллоном лампы (колбой), порождая вторичную эмиссию. Вторичная эмиссия является важной, потому что она означает, что колба, потерявшая эти самые вторичные электроны, приобретает отрицательный заряд, который искривляет путь электронов от катода к аноду, что приводит и ухудшению линейности лампы. Декет рассматривал искажения при высоких амплитудах в мощных лампах и показал, что карбонизирование внутренней поверхности колбы является весьма полезным, потому что уменьшает вторичную эмиссию. В то время никого не волновали аудио искажения < 1 %, и Декет не мог иметь доступа к звуковому спектральному анализатору, поэтому он не публиковал результаты искажений более низкого уровня. Тем не менее, измерения автора при уровне сигнала +28 дБ (≈ 19,5 В действующего значения напряжения) показывают существенно уменьшенные (≈ —6 дБ) искажения для ламп типа 6SN7, имеющих карбонизированную колбу, по сравнению с непокрытыми колбами.

Проблема размагничивания ламп

Направление электронного потока в лампах определяется прежде всего электрическим полем анода, но всегда нужно помнить, что электроны также могут быть отклонены магнитными полями. Магнитное поле земли довольно слабое, так что маловероятно, что ориентировка лампы в любом конкретном направлении повлияет на искажения, но многие электроды ламп часто делаются из никеля, который может легко намагнититься. Если конструкция лампы выполнена из концентрических цилиндрических электродов, магнитные отклонения не имеют значения, разве только они заставят часть электронов пролетать мимо анода, но коробчатая конструкция не имеет радиальной симметрии, поэтому горизонтальное магнитное отклонение может влиять на ток анода.

Лучевые тетроды с совмещенными сетками наиболее чувствительны к магнитным полям, потому что вертикальное магнитное отклонение вызывает перехват экранирующей сеткой плоских электронных пучков вместо того, чтобы пропускать их между вертикально выровненными витками. Таким образом, магнитное поле может изменить соотношение анодного и экранного токов Ia/Ic2 и было бы заблуждением предположить, что это не влияет на искажения. Несколько лет назад, используя катушку, предназначенную для размагничивания телевизионных кинескопов, автор в шутку размагнитил лампу типа КТ88 (лучевой тетрод с совмещенными сетками) усилителя мощности, и все услышали небольшое отличие в качестве звучания усилителя!

Нужно принять во внимание, что размагничивание требует, чтобы магнитный материал был доведен до насыщения в обоих направлениях, а затем плавно снижать размагничивающее поле, уменьшая петли гистерезиса до тех пор, пока остаточный магнетизм не будет равен нулю. Таким образом, намагничивание, и размагничивание достигнуто решением в лоб — катушка размагничивания была 10 дюймов (250 мм) в диаметре, потребляя 750 ВА, и рассчитана только для периодического использования.

Необходимость тестирования для отбора электронных ламп с малыми искажениями

При проектировании каскадов усиления мощности зачастую во главу угла ставится проблема получения максимальной мощности, а о необходимости минимизации искажений вспоминают лишь во вторую очередь, что неправильно. Хотя, при больших уровнях сигнала, что и имеет место быть в каскадах усиления мощности, требования к искажениям более мягкие, нежели, чем в каскадах предварительного усиления, работающих при малых сигналах. В самых первых каскадах предварительного усиления над проблемой искажений превалирует проблема низкого уровня собственных шумов и высокого коэффициента усиления, что успешно решается применением специальных малошумящих ламп с высокой крутизной. Тем не менее, применение в каскадах усиления ламп, обладающих низкими искажениями, всегда способствует улучшению качества звучания усилителя.

Поскольку, наиболее жесткие требования по искажениям предъявляются к промежуточным каскадам усилителя, от которых не требуется ни повышенной мощности, ни особо низкого уровня шумов, то от линейных ламп не требуется и особо высокой крутизны. Высокий внутренний статический коэффициент усиления μлампы может быть также нежелателен, поскольку в усилителях часто предполагается использование неглубокой отрицательной обратной связи, чтобы уменьшить искажения. К сожалению, большинство ламп с низким μ были разработаны для телевизионной кадровой развертки, поэтому их искажения не внушают доверия, пока не проведен индивидуальный отбор. Большинство же электронных ламп, пригодных для усиления звуковой частоты, имеют средний μи полезную мощность P0(макс) < 5 Вт.

Лампы серии SN7 широко распространены, как лампы с малыми искажениями, но насколько хорошо они оправдывают свою репутацию? Имея ввиду, что электронные лампы этой серии собирались вручную и имеют большой производственный допуск, имеется ли «лучшая» лампа или изготовитель со средними μ? В последующих разделах ищутся ответы на эти вопросы, приводя отчеты о проверке выбранных ламп со средними μв идентичных режимах.

Схема проверки

Если требуется усилительный каскад с малыми искажениями, то в качестве такового целесообразно применить несимметричный каскад с активной нагрузкой или дифференциальную пара с резистивной нагрузкой и приемником неизменяющегося тока в цепи катода. Как уже говорилось выше, схемотехническими приемами можно уменьшить искажения, но многое зависит и от самой лампы. Подбор ламп с малыми искажениями всегда трудная задача, требующая измерения искажений в каскаде преднамеренно разработанного с малыми искажениями, причем для объективной оценки наиболее полезны разные условия проверки.

Если позже, использовать топологию схемы, которая не минимизирует искажения, и выяснится, что лампа «А» при этом звучит лучше, чем лампа «В», то это потому, что электронная лампа «А» подходит для этой топологии схемы лучше, чем лампа «В», а не потому, что лампа «А» «лучше », чем лампа «В».

Как упоминалось ранее, искажения усилителя на триоде в основном обуславливаются изменением внутреннего сопротивления лампы rа с изменением анодного тока IаПри условии, что сопротивление нагрузки каскада RH >> raизменение из rа незначительно, таким образом искажения могут быть уменьшены максимизацией RHКроме того, электронная лампа должна пропускать достаточный ток анода для установки ее рабочей точки вне точки обычного схождения анодных статических характеристик при малых токах. В соответствии с вышесказанным, электронные лампы были опробованы в μ-повторителе (рис. 4.22), пропускающем ток анода ≈ 8 мА. На нити накала подавался стабилизированный постоянный ток. В этой схеме, активная нагрузка тестируемой лампы эквивалентна RH ≈ 800 кОм. Это далеко не самая большая величина, однако заведомо больше, чем обеспечивается в обычном резисторном каскаде усиления, где при тех же 800 кОм резистивной нагрузки потребовалось бы высокое напряжение питания 6,4 кВ.

Схема проверки лампы со средним μ

Рис. 4.22 Схема проверки лампы со средним μ

Уровни и частоты проверочной схемы

Поскольку ожидается низкий уровень искажений, то лампы должны быть опробованы при достаточно высоком уровне выходного сигнала, чтобы искажения были легко измеряемы, но ниже уровня ограничения. Уровень +28 дБ (≈ 19,5 В действующего значения напряжения) оказался хорошим компромиссом, поэтому все электронные лампы испытывались при фиксированном уровне входного сигнала, чтобы выдавать точно +28 дБ на выходе. Искажения во всех проверенных лампах прямо пропорционально уровню, поэтому искажения при более низких уровнях могут быть экстраполированы из результатов уже проведенных испытаний.

Хотя первоначально лампы проверялись при частотах входного сигнала 120 Гц, 1 кГц и 10 кГц, искажения проверяемой схемы совершенно не зависели от частоты, поэтому впоследствии электронные лампы тестировались только при 1 кГц. Для большинства ламп, гармоники выше 6-й были слишком слабы для надежного измерения, поэтому измерения выполнялись только до 6-й гармоники включительно.

Результаты испытаний

Все опробованные электронные лампы были из старых запасов, таким образом, самые новые лампы хранились по крайней мере 20 полных лет, а самые старые 50. Поскольку многие лампы сняты с производства десятилетия назад, некоторые типы имелись в наличии только в нескольких экземплярах.

Необработанные данные измерений были проанализированы в электронных таблицах, и разбиты на различные группы, значительно отличающиеся друг от друга по результатам.

В следующей таблице (табл. 4.6) приведены результаты тестирования ламп серий 6SN7GT/12SN7GT и их прямых эквивалентов. Количество экземпляров означает число индивидуальных проверенных триодов, а не баллонов (у ламп этой серии в одном баллоне смонтировано по два триода). В таблице приведены усредненные результаты измерения искажений по 2-й, 3-ей и 4-й гармоникам для каждого типа ламп, а также приведены среднеквадратические отклонения этих величин для группы ламп одного типа.

Таблица 4.6
Тип Количество 2-я σ 3-я σ 4-я σ
6SN7GT/12SN7GT 44 -50 3,6 -85 8,4 -96 5,9
7N7 82 -52 3,3 -85 8,6 -97 6,7
14N7 62 -52 3,3 -85 8,6 -97 6,7
Черненные 6SN7GT 6 -54 1.8 -94 5,6
Черненные CV1988 12 -57 2,6 -85 7,2 -93 4,2
12SX7GT 12 -50 1.9 -83 3.2 -94 6,0
GEC/Marconi B36 6 -51 2,0 -90 8,1 -88 2,0
6J5GT (различные) 6 -50 4,1 -82 12.7 -97 3,1
Pinnacle 6J5GT 138 -52 2,6 -90 6,7 -96 3,9
RCA6J5 15 -47 4,8 -84 8,3 -89 7,7
GEC L63 5 -50 1,6 -86 4,4 -89 4,4
7А4 3 -48 0,2 -73 1,6 -93 1,2

В следующей таблице (табл. 4.7) нормализованы результаты испытаний искажений ламп серий 6SN7GT/12SN7GT, представленные в виде, удобном для сравнения.

Интерпретация измерений

Изготовители утверждают, что все однотипные электронные лампы являются электрически эквивалентными и имеют незначительный разброс параметров. Тем не ме-

нее, имеются существенные различия между лампами, и полезные заключения могут быть выведены из следующей второй таблицы (табл. 4.7):

Таблица 4.7
Тип Количество 2-я 3-я 4-я
ДБ отношение ДБ отношение ДБ отношение
6SN7GT/12SN7GT 44 0 0 1 0 1
7N7 82 -2 0,79 0 1 -1 0,89
14N7 62 -2 0,79 0 1 -1 0,89
Карбонизированные 6SN7GT 6 -4 0,63 -9 0,35 -14 0,2
Карбонизированные CVI988 12 -7 0,45 0 1 +3 1,4
12SX7GT 12 0 1 +2 1,26 +2 1,26
GEC/Marconi B36 6 0 1 -5 0,56 +8 2,5
6J5GT (различные) 6 0 1 +3 1,4 -1 0,89
Pinnacle 6J5GT 138 -2 0,79 -5 0,56 0 1
RCA6J5 15 +3 1,41 + 1 1.12 +7 2,2
GEC L63 5 0 1 -1 0,89 -3 0,71
7А4 3 +2 1,26 + 12 4 +3 1,4

• электронные лампы с карбонизированными стеклянными колбами генерируют меньше искажений. Декет писал, что карбонизированные колбы уменьшают искажения при максимальной мощности, но эта серия испытаний показывает, что улучшение пропорционально уровню, и что карбонизированные колбы существенно уменьшают искажения на малых амплитудах;

• лампы типа RCA 6J5 имеют значительно более высокие искажения, чем тип 6J5GT, возможно из-за увеличенного количества ионов, порождаемых выделением газа металлическими колбами, что вызывает увеличение сеточного тока;

• несмотря на наличие прозрачной колбы, лампа 6J5GT (сделана в СССР в 1930-е годы) генерирует очень низкие искажения — существенно лучше, чем любые другие представители ламп серии 6J5GT;

• цоколь ламп группы Loktal™ был специально разработан, чтобы уменьшить паразитную емкость и индуктивность, удалением стеклянной гребешковой ножки, требуемой для цоколей Octal, следовательно, лампы серии 6SN7GT/12SN7GT имеют паразитную емкость Сас = 4 пФ, тогда как лампа типа 7N7 имеет паразитную емкость Сас = 3 пФ;

• некоторые электронные лампы были отобраны для тестирования из стандартной производственной линии их изготовителями. Этот тест не показал значительного отличия в искажениях для ламп типа 12SX7 (разновидность ламп серии 12SN7GT, отобранных по крутизне характеристики прямой передачи при Va = 28 В) по сравнению с обычными лампами серии 6SN7GT/12SN7GT;

• нелинейные гармонические искажения по 3-й гармонике одиночного триода типа 7А4 с цоколем Loktal™ являются очень неутешительными, но так как только три образца были доступны для испытания, то результаты статистически не безусловны.

Семейство ламп *SN7GT изготавливались с четырьмя различными конструкциями нити накала и на разные накальные напряжения, поэтому в следующей таблице (табл. 4.8) сравниваются различные типы.

Таблица 4.8
Напряжение Ток Мощность нити накала
6SN7GT 6.3 В 600 мА 3.78 Вт
8SN7GT 8,4 В 450 м А 3,78 Вт
12SN7GT 12,6 В 300 мА 3,78 Вт
25SN7GT 25 В 150 м А 3,75 Вт

Как можно заметить из таблицы, мощность нити накала является почти идентичной для каждого типа. Физически, лампа типа 6SN7GT имеет нити накала, вмонтированные внутри параллельно, тогда как лампа типа 12SN7GT имеет те же нити, вмонтированные последовательно, причем конструкция подогревателя идентичная, поэтому искажения должны быть подобные. В следующей таблице (табл. 4.9) более подробно сравниваются искажения ламп типов 6SN7GT и 12SN7GT.

Таблица 4.9
Количество 2-я σ 3-я σ 4-я σ
6SN7GT 28 -50 3.5 -83 8,9 -96 5,7
12SN7GT 16 -51 3,8 -87 7,3 -97 6,5

Две лампы подобны - разность находится в пределах погрешности. Подобным образом, можно сравнить и лампы типов 7N7 с 14N7 (табл. 4.10).

Таблица 4.10
Напряжение Ток Мощность нити накала
7N7 6.3 В 600 мА 3,78 Вт
14N7 12,6 В 300 мА 3,78 Вт

Снова можно ожидать, что искажения у этих двух типов ламп будут подобны (результаты измерений приведены в табл. 4.11).

Таблица 4.11
Количество 2-я σ 3-я σ 4-я σ
7N7 82 -52 3,3 -85 8.6 -97 6.7
14N7 62 -52 2,4 -88 7,8 -95 6,4

Подведение итогов: — различия между лампами, имеющими различные напряжения нити накала при одинаковой их конструкции, лежат в пределах погрешности. Это хорошая новость, потому что это означает, что мы не обязательно должны использовать более дорогостоящие электронные лампы с нитью накала 6,3 В, а можем использовать дешевые и более распространенные электронные лампы с нитью накала 12,6 В, и наслаждаться уменьшением индуцированных помех от источника промышленной частоты, вызванное уменьшением тока нити накала.

В дальнейшем изложении автор принял определенную условность, которая будет использоваться. Установив, что лампы типов 6J5GT, 6SN7GT, 12SN7GT, 7N7, 14N7 являются электрически почти идентичными, и что лампы типов 8SN7GT и 25SN7GT также подобны, в целях избежания длительных перечислений, это семейство будет называться *SN7/*N7. Однако, не следует путать эту группу с лампами типа 6N7, параметры которых иные.

Альтернативные электронные лампы со средним μ

В следующей таблице (табл. 4.12) показаны возможные альтернативы для замены ламп семейства *SN7/*N7. Также как и в предыдущих случаях, в таблице приведены усредненные уровни 2-й, 3-й, 4-й гармоник и среднеквадратические отклонения их значений для выборки ламп.

Таблица 4.12
Тип Количество 2-я σ 3-я σ 4-я σ 5-я σ 6-я σ
7AF7 16 4 -38 0,3 -62 1,5 -74 0.6 -89 4,2 -91 5,7
ECC82/12AU7/ В329 18 28 -37 -56 1.4 -73 3.9 -86 6,6 -96 3.1
Е182СС/7199 18 30 -45 1.7 -70 1.5 -92 3,7
Е288СС 20 14 -49 1,3 -69 0,9 -89 5.4 -95 7,2 -96 4,9
37 9 9 -45 0,6 -69 4.9 -87 5,7 -88 10,1 -86 14,2
5687 (различные) 16 22 -49 1,1 -72 1.7 -91 3,9
Philips 5687WB 16 14 -42 2,5 -68 2.8 -92 2.4
6350 20 26 -44 1.4 -65 2.4 -84 2.4 -98 6.2

Для каждой лампы, статический внутренний коэффициент усиления μбыл определен по анодным статическим характеристикам для рабочей точки с анодным током 8 мА.

Следующая таблица (табл. 4.13) позволяет быстро сравнить эти альтернативные варианты, нормируя их искажения, по сравнению с лампами серии 6SN7GT/12SN7GT.

Результаты говорят сами за себя. Все альтернативные варианты являются хуже семейства *SN7/*N7, и производят существенно больше искажений на самой неприятной для человеческого восприятия 3-й гармонике.

Сдвоенный триод с цоколем Loctal типа 7AF7 и сдвоенный триод типа В9А ЕСС82 являются практически неприемлемыми для применения в высококачественных усилителях. Весьма возможно, что эти электронные лампы имеют конструкцию электродов, которая существенно уменьшает паразитную емкость Сас по сравнению с семейством ламп *SN7/*N7 (2,3 пФ и 1,6 пФ по сравнению с 4,0 пФ). Эти испытания показывают, что необходимые меры по уменьшению емкости Сас в структуре электродов могут неблагоприятно влиять на искажения.

Таблица 4.13
Тип Количество 2-я 3-я 4-я
ДБ отношение ДБ отношение ДБ отношение
6SN7GT/12SN7GT 44 0 1 0 1 0 1
7AF7 4 +12 4 +23 14 +23 14
ECC82/12AU7/B329 28 +13 4.5 +29 28 +23 14
Е182СС/7199 30 +5 1.78 +15 5,6 +4 1.58
Е288СС 14 +1 1.12 +16 6.3 +7 2.2
37 9 +5 1.78 +16 6.3 +9 2,82
5687 (различные) 22 +1 1.12 +13 4.5 +5 1.78
Philips 5687WB 14 +8 2.5 +17 7.1 +4 1,58
6350 26 +6 2 +20 10 +12 4

Были существенные различия между лампой Philips 5687WB и образцами других изготовителей, по этой причине этот тип был выделен отдельно. Хотя у Philips уровни 2-й и 3-й гармоник существенно больше, чем у конкурирующих изготовителей, 2-я по большей части сводится к нулю, если лампа используется в дифференциальной паре.

Взвешенные результаты искажений

В начале были предложены весовые коэффициенты искажений, как полезная методика, поэтому данные в следующей таблице (табл. 4.14) являются взвешенными в соответствии с документацией Международного консультативного комитета по радиовещанию МККР/ARM. Так как эти конкретные испытания были ограничены до 6-й гармоники (6,3 кГц является основной частотой для МККР/ARM), а искажения преобладали по 2-й гармонике, разность между МККР/ ARM и рекомендациями Шорта составила только ≈ 0,1 дБ.

Таблица 4.14
Тип Количество образцов Взвешенные искажения (дБ)
Карбонизированные CV1988 12 -58
Карбонизированные 6SN7GT 6 -55
Pinnacle 6J5GT 7N7/14N7 138
144
-52
GEC/Marconi B36 6 -51
6SN7GT/12SN7GT 12SX7GT 6J5GT (не Pinnacle) 44
12
6
-50
L63 Е288СС 5687 (не Philips) 5
14
22
-49
7А4 RCA6J5 3
15
-48
Е182СС/7199 30 -45
6350 26 -44
Philips 5687WB 14 -42
7AF7 4 -38
ЕСС82, 12AU7, В329 28 -36

Итак, в соответствии с описанной выше методикой, всего было проверено 529 электронных ламп, и результаты показывают, что хорошая репутация ламп семейства *SN7/*N7 подтверждена. Искажения сдвоенных триодов различны в разных экземплярах, с некоторыми значительными тенденциями, заметными между разными изготовителями. Если индивидуальные измерения и отбор ламп с малыми искажениями невозможен, то следует помнить, что электронные лампы с карбонизированной колбой семейства *SN7/*N7 производят самые низкие искажения. Если они не доступны, то лампы типов 7N7, 14N7 или Pinnacle 6J5GT будут хорошим выбором. Электронные лампы с основанием В9А значительно хуже.

Continue reading
1666 Hits

Проблемы смещения по постоянному току

Проверяемые схемы для сравнения искажений

Рис. 4.14 Проверяемые схемы для сравнения искажений

Обратимся теперь к различным способам создания напряжения смещения и сравним их с точки зрения нелинейных искажений, возникающих в усилительных каскадах в следствие неидеальности цепей смещения. Итак, выбрав с большой тщательностью наилучшую топологию каскада, выбираем рабочую точку, которая искусно максимизирует размах выходного напряжения, минимизирует искажения, использует стандартные значения компонентов, и, разумеется режим каскада при этом таков, что легко обеспечивается реальным источником питания. Теперь необходимо выбрать способ создания напряжения смещения каскада, что может быть осуществлено несколькими способами:

• с помощью катодного резистора автосмещения;

• внешнее сеточное смещение;

• катодное смещение с перезаряжаемым аккумулятором;

• катодное смещение с диодом;

• катодное смещение с приемником неизменяющегося тока.

Автосмещение катодным резистором

Очень часто в усилительных каскадах небольшой мощности напряжение смещения получают установкой резистора в цепь катода. Схема такого каскада усиления приведена на рис. 4.15.

Катодное смещение с использованием резистора

Рис. 4.15 Катодное смещение с использованием резистора

При отсутствии тока управляющей сетки, ее потенциал по постоянному току равен нулю. Если анодный ток лампы увеличивается, то катодный ток, протекающий через резистор автосмещения RKтакже повышается, делая потенциал катода более положительным по отношению к сетке, поскольку на катодном резисторе при протекании тока всегда будет падать определенное напряжение согласно закону Ома. Таким образом, при возрастании анодного тока будет увеличиваться потенциал катода, а поскольку потенциал сетки постоянный и нулевой, то нулевое сеточное напряжение относительно положительного катодного оказывается существенно ниже. Это эквивалентно отрицательному запирающему напряжению смещения на сетке, благодаря чему лампа будет закрываться, и анодный ток снижаться. Таким образом, с ростом тока, падение напряжения на катодном резисторе будет возрастать, потенциал сетки относительно потенциала катода будет уменьшаться, лампа будет запираться, что приведет к падению анодного тока. Это значит, что включение катодного резистора приводит к возникновению отрицательной обратной связи по току. Этот метод автоматического смещения имеет наименьшую чувствительность к разбросу между лампами, что делает его наиболее популярным. Зная величину анодного тока Ia и требуемое напряжение смещения Vск, применяя закон Ома, легко определить требуемый катодный резистор, поскольку сеточный ток, как правило, отсутствует.

Тем не менее, введение сопротивления в цепь катода усилителя с общим катодом создает отрицательную обратную связь и по переменному току, которая уменьшает коэффициент усиления, что может быть неприемлемо. Традиционное решение — шунтировать катодный резистор конденсатором большой емкости, который является коротким замыканием на звуковых частотах. Тогда катод окажется соединен с общим проводом по переменному току и отрицательная обратная связь по переменному току предотвращается. Обычно приводятся доводы, что звуковой диапазон частот лежит в пределах от 20 Гц до 20 кГц, и что аудио электроника должна быть близка к совершенству в пределах этой полосы. Электролитический развязывающий конденсатор большой емкости, шунтирующий катодный резистор автосмещения не должен оказывать фильтрующее действие в звуковом диапазоне, по этой причине его значение обычно выбирается, чтобы обеспечить частоту среза RC цепи f-3дБ = 1 Гц.

При расчете автосмещения каскада, мы делаем предположение, что напряжение сигнала достаточно небольшое, чтобы оно не влияло на режим каскада постоянного тока. Тем не менее, при приближении к отсечке, пик-пиковое напряжение сигнала на аноде триода может быть сотни вольт, и искажения (делающие форму анодного напряжения несимметричной) приводят к снижению среднего значения анодного напряжения VaИзменение среднего значения анодного напряжения, неизбежно приведет и к изменению постоянной составляющей анодного тока.

В качестве примера, был испытан усилитель на триоде с общим катодом. Когда сигнал на входе отсутствовал, среднее значение анодного напряжения, измеряемого вольтметром постоянного напряжения, подключенным к аноду лампы, составляло Va117,1 В, но когда на каскад подавался чрезмерно большой уровень входного сигнала, вызывавший нелинейные искажения 5% СКГ + Ш, среднее значение анодного напряжения падало до 114,2 В, и изменялось среднее значение тока анода. Изменение среднего значения тока анода также частично вызывается и шунтирующим катодным конденсатором. Поскольку частота среза катодной КС-цепи f-3дБ ≈ 1 Гц, это означает постоянную времени τ ≈ 160 мс. Когда происходит перегрузка усилителя, конденсатору требуется время 5 τ ≈ 1 с для восстановления предыдущего значения (то есть до перегрузки) точки смещения с точностью 99%. За это время внутренне сопротивление лампы rа (которое зависит от Iа) изменится, немного изменяя и эквивалентное выходное сопротивление каскада rвых. Если каскад нагружен на пассивную компенсационную схему, то изменение выходного эквивалентного сопротивления rвыхвызывает также и ошибку в частотной характеристике (то есть линейные искажения). Хотя незначительное искажение частотной характеристики может считаться несущественным, когда усилитель создает 5% СКГ + Ш, длительная ошибка частотной характеристики, которая восстанавливается только спустя 1 с после перегрузки, может быть неприемлемой.

Можно наблюдать эффект сдвига смещения при перегрузке усилителя, измеряя постоянное напряжение на цепи катодного автосмещения при большом и малом уровнях усиливаемого сигнала. Этот метод измерения удобен, поскольку может использоваться обычный вольтметр, тогда как для измерения анодных напряжений требуется хороший цифровой вольтметр, который может точно измерять постоянное напряжение в присутствии переменного напряжения и тока значительной величины.

В идеальном случае, никогда не должно быть сдвига рабочей точки (напряжения смещения) лампы, какой бы ни был уровень сигнала. Любые изменения напряжения смещения каскада, возникающие в процессе его работы крайне нежелательны, поскольку приводят к изменению положения рабочей точки, что при больших уровнях сигнала всегда опасно появлением дополнительных нелинейных искажений из-за перехода в режим с отсечкой выходного тока и т. п. При условии, что лампа работает в высококачественном усилителе, нелинейные искажения которого никогда не превышают 1 % СКГ, создание напряжение смещения в цепи катода является вполне достаточным, но если сильная перегрузка усилителя с отсечкой анодного напряжения возможна, то должны быть рассмотрены альтернативные варианты схем смещения.

Сеточное смещение

Если смещение каскада осуществляется не за счет катодного резистора, то изменения постоянной составляющей анодного тока, вследствие нелинейных искажений, порождаемых перегрузками усилителя, не могут вызывать сдвиг напряжения смещения, негативные последствия которого рассмотрены выше.

Внешнее сеточное смещение с использованием вспомогательного источника   питания или литиевого аккумулятора

Рис. 4.16 Внешнее сеточное смещение с использованием вспомогательного источника питания или литиевого аккумулятора

Внешнее сеточное смещение, организуемое с помощью вспомогательного источника слаботочного питания отрицательной полярности является характерным в выходных каскадах усилителей мощности, тогда как внешнее сеточное смещение, получаемое при помощи литиевых аккумуляторов лишь ограниченно применяются в предусилителях (рис. 4.16).

Поскольку при внешнем сеточном смещении напряжение между сеткой является фиксированным и ток лампы определяется исключительно видом статических характеристик самой лампы, то такая система смещения никак не реагирует на перегрузки или изменения характеристик лампы при ее старении.

Защита от повышенного тока при перегрузках очень важна в выходных каскадах, потому что сопротивление обмоток выходных трансформаторов незначительно и выходные электронные лампы почти всегда работают с максимальной мощностью рассеяния на аноде. Ток источника питания почти не ограничен, и неполадка быстро приведет к повреждению дорогостоящей электронной лампы. При катодном автосмещении с ростом анодного тока увеличивается и запирающее смещение, что частично решает проблему. При внешнем сеточном смещении всегда необходимо отдельно побеспокоиться о способах ограничения тока при перегрузках.

И наоборот, в каскадах предусилителя или предоконечных каскадах усилителя мощности, электронная лампа редко работает с более, чем половиной максимальной мощности рассеяния на аноде, и роль анодная нагрузки обычно выполняет резистор, который значительно ограничивает анодный ток при его попытках резко возрасти вследствие перегрузок или неполадки.

Катодное смещение с помощью перезаряжаемого аккумулятора

Катодное смещение с помощью перезаряжаемого аккумулятора,   работающего на малом токе

Рис. 4.17 Катодное смещение с помощью перезаряжаемого аккумулятора, работающего на малом токе

Как альтернатива катодному автосмещению, создаваемому катодным резистором за счет катодного тока, может быть использован аккумулятор, включаемый в катодную цепь. Вследствие отсутствия катодного резистора, при этом способе смещения также снимается проблема сдвига напряжения смещения при перегрузках каскада. В то же время, катодный ток, протекающий через аккумулятор смещения встречно, будет его заряжать. Перезаряжаемые элементы имеют крайне низкое внутренне сопротивление, таким образом, если они включены в цепь катода (рис. 4.17), то они не вызывают падения переменного напряжения и возникновения обратной связи.

Хотя на схеме показан только один аккумуляторный элемент, несколько (идентичных) элементов могут быть соединены последовательно, чтобы установить требуемое напряжение, хотя это было бы довольно громоздко. При условии, что катодный, текущий через аккумулятор Iк ≤ С/10 (где С — емкость аккумуляторного элемента в ампер-часах), самонагрев, вызванный непрерывной зарядкой не разрушит элемент. Тем не менее, поскольку элемент установлен в ламповых усилителях, возможен его нагрев до более высокой температуры, чем предполагалось изготовителем аккумулятора, по этой причине может быть разумно ограничение тока до С/20. Никелевый металлогидридный элемент (NiMh) типоразмера АА дает напряжение = 1,38 В когда непрерывно заряжается зарядным током 15 мА.

Диодно-катодное смещение

Альтернативой применению резистора катодного автосмещения является использование полупроводникового диода (рис. 4.18а).

Преимущество такого решения заключается в том, что внутренне сопротивление диода намного ниже, чем традиционных катодных резисторов, поэтому больше не нужно шунтировать его конденсатором, что снимает проблему переходных процессов в нем при восстановлении каскада после перегрузок. Хотя внутренне сопротивление диода на переменном токе невелико, необходимо учесть его вклад во внутреннее сопротивление анодной цепи rаВ табл. 4.5. показано прямое падение напряжения и внутренне сопротивление (rдиода) для различных типов полупроводниковых диодов.

Таблица 4.5
Тип диода Прямое падение напряжения при 10 мА Типовое rдиода при 10м А
Кремниевый диод слабых сигналов (1N4148) 0,75 В 6,0 Ом
Германиевый диод слабых сигналов (ОА91) 1,0 В 59 Ом
Инфракрасный светодиод (950 нм) 1,2 В 5,4 Ом
Дешевый красный светодиод 1,7 В 4,3 Ом
Дешевый желтый, желто/зеленый светодиод 2,0 В 10 Ом
EZ81 2,3 В 195 Ом
Истинно зеленый светодиод (525 нм) 3,6 В 30 Ом
Голубой светодиод (426 нм) 3,7 В 26 Ом
EZ80 5,5 В 485 Ом

В отличие от обычных выпрямительных и детекторных полупроводниковых диодов, светоизлучающие диоды (СИД) обеспечивают большее прямое падение напряжения за счет более высокого внутреннего сопротивления, поэтому лучше использовать пару дешевых красных СИД, соединенных последовательно, чем дорогостоящий монохромный зеленый или голубой светодиод. Маловероятно, что будет использоваться германиевый диод, потому что при почти равном падении напряжения, инфракрасный светодиод имеет одну десятую внутреннего сопротивления по сравнению с обычным диодом. Термоионные диоды вряд ли улучшат показатель внутреннего сопротивления, по этой причине их также вряд ли целесообразно использовать.

Обратное смещение порождает больше шумов в диоде, чем прямое смещение, но дает возможность иметь более высокий потенциал источника опорного напряжения, что делает целесообразным использование стабилитронов (рис. 4.186).

Катодное смещение с диодом

Рис. 4.18 Катодное смещение с диодом

В стабилитронах низкого напряжения используется истинный эффект Зенера, но диоды высокого напряжения в действительности используют лавинный эффект. При напряжении порядка 6,2 В, присутствуют оба эффекта, их противоположный температурный коэффициент подавляется, внутреннее сопротивление rдиодапри этом минимальное, шум тоже минимальный, поэтому удобнее всего стабилитроны на напряжение 6,2 В. Если требуется идеальный источник высокого опорного напряжения, то лучше включить последовательно несколько стабилитронов на 6,2 В и светодиодов, чем одни стабилитрон высокого напряжения.

Диодное смещение является идеальным для смещении нижней лампы μ-повторителя или параллельно управляемого SRPP усилителя, потому что анодный ток этих ламп Ia стабилизирован работой цепей смещения верхней электронной лампы.

Так как внутренне сопротивление rдиода ≠ 0, изменение тока сигнала вызывает изменение напряжения на диоде. Ток сигнала также порождает падение напряжения на нагрузке каскада RH, поэтому:

получаем:

Смысл этого уравнения в том, что внутренне сопротивление диода rдиода меняется при изменении тока: вольтамперная характеристика диода приведена на рис. 4.19.

Изменение тока в зависимости от приложенного напряжения для дешевого   красного светодиода (вольтамперная характеристика диода)

Рис. 4.19 Изменение тока в зависимости от приложенного напряжения для дешевого красного светодиода (вольтамперная характеристика диода)

Так как внутреннее сопротивление диода rдиодане постоянно, напряжение сигнала на нем искажается. Так как наличие сопротивления в катодной цепи, как было показано выше, приводит к возникновению отрицательной обратной связи по току, то искаженное нелинейной вольтамперной характеристикой диод, падающее на нем напряжение оказывается приложено последовательно с сигналом во входную цепь. Это иллюстрируется простейшей эквивалентной схемой (рис. 4.20).

Тем не менее, приведенные выше уравнения и вольтамперная характеристика диода дают основания считать, что искажения, вносимые за счет диода катодного смещения могут быть уменьшены следующими способами:

• исключая диодное смещение как таковое для каскадов с малыми анодными токами 1а < 10 мА, поскольку внутреннее сопротивление rдиодаособенно нелинейно при малых токах;

• максимизируя нагрузочное сопротивление каскада RH

• уменьшая напряжение выходного сигнала VRH.

Эти условия подразумевают, что диодное смещение подходит наилучшим образом для:

• входных каскадов предусилителей и корректоров АЧХ граммофонных пластинок по стандарту RIAA: у этих каскадов как правило анодный ток Ia большой и уровень сигнала низкий. Кроме того, каскад может немедленно восстанавливаться в случае перегрузки из-за интенсивных помех, на высоких частотах, вызванных пылью и т. п. на пластинке;

• каскадов μ-повторителей: активная нагрузка максимизирует RH и анодный ток Iа при этом достаточно большой.

Внутренне сопротивление нелинейного диода добавляет искажения   последовательно с источником

Рис. 4.20 Внутренне сопротивление нелинейного диода добавляет искажения последовательно с источником

Смещение с помощью приемника неизменяющегося тока

Катодное смещение, используя приемник неизменяющегося тока

Рис. 4.21 Катодное смещение, используя приемник неизменяющегося тока

Для поддержания величины катодного тока лампы неизменным при воздействии перегрузок, неисправностей и т. п., неплохим решением является использование каскада — приемника неизменного (стабильного) тока в качестве устройства катодного смещения (рис. 4.21).

Так как приемник неизменяющегося тока является разомкнутой цепью по переменному току, он вызывает 100% отрицательную обратную связь в несимметричном каскаде, но он является непревзойденным для смещении дифференциальной пары.

Continue reading
2285 Hits

Уменьшение искажений подавлением (компенсацией)

Как известно, каскад усиления, построенный по схеме с общим катодом, инвертирует усиливаемый сигнал. В предыдущем параграфе уже обращалось внимание, что в усилителях на лампах-триодах, определяющим фактором в искажениях является асимметричное усиление положительных и отрицательных полуволн аудиосигнала, в следствие нелинейности характеристик ламп. Теоретически, если два усилителя с общим катодом на одинаковых триодах работают в каскаде, и каждый каскад инвертирует сигнал, искажения второго триода являются инвертированными по отношению к искажениям, первого триода, и должно происходить их подавление за счет компенсации. Тем не менее, маловероятно, что это происходит в значительном диапазоне. Искажения пропорциональны уровню сигнала, и, потому что обе лампы обладают усилением, второй каскад работает с существенно более высоким уровнем сигнала, и, следовательно, генерирует большие искажения, чем первый каскад. Таким образом, хоть и происходит небольшое подавление искажений в следствие компенсации, но выигрыш всего лишь пропорционален ~ 1/А2, где А2 — коэффициент усиления по напряжению второго каскада. Например, если второй каскад построен на триоде типа 76 (μ= 13), и коэффициент его усиления Аv = 10, то можно уменьшить искажения от 1 % до 0,9%, что вероятнее всего меньше, чем разброс уровня искажений в разных экземплярах любых электронных ламп.

Исходя из вышеизложенного, возникает вопрос возможно ли, выбрав лампу второго каскада намного более линейную, чем лампа первого каскада, добиться того чтобы их искажения полностью компенсировали друг друга, будучи равными и противофазными? Лампы с низким значением внутреннего статического коэффициента усиления μявляются наиболее линейными. В этом смысле, в качестве лампы второго каскада неплохо подошел бы тип 845 (μ = 5,3), который может обеспечить коэффициент усиления Av = 4. Для компенсации искажений, первый каскад должен генерировать нелинейный продукт в четыре раза интенсивнее, чем второй. Этого удобнее всего достичь регулировкой напряжения смещения первой лампы, то есть подбором ее рабочей точки. Тем не менее, компенсация искажений таким способом критически зависима от коэффициентов усиления ламп, и во многом определяется значением сопротивления нагрузки RHТакже важный вклад вносит и громкоговоритель, являющийся нагрузкой усилителя, поскольку его полное сопротивление меняется с частотой. На практике рассмотренным способом можно достичь снижения уровня нелинейных искажений по 2-й гармонике на 6 дБ.

Подавление искажений методом компенсации надежно достигается только в том случае, если электронные лампы двух каскадов являются идентичными и имеют одинаковые режимы и нагрузки.

Подавление искажений в двухтактном каскаде

Двухтактные каскады очень широко применяется в качестве оконечных ступеней усилителей мощности и будут подробно рассмотрены. Особенностью работы двухтактного каскада является то, что при условии симметрии схемы, на вторичной обмотке выходного трансформатора наводится напряжение только на нечетных гармониках, а все четные гармоники подавляются. Если лампы, образующие двухтактный каскад, будут генерировать нелинейный продукт преимущественно на второй гармонике, что свойственно триодам, уровень нелинейных искажений двухтактного каскада теоретически окажется очень низким.

Таким образом, двухтактный выходной каскад усилителя, построенный на триодах, работающих в режиме класса А с трансформаторным выходом удовлетворяет практически всем условиям для подавления нелинейных искажений. При работе в режимах класса АВ или В неизбежно будут возникать специфические искажения, вследствие нелинейности статических характеристик ламп в области отсечки анодного тока, а потому, если требуется низкий уровень нелинейных искажений, всегда нужно отдавать предпочтение режиму класса А.

Говоря о хорошем подавлении нелинейного продукта на четных гармониках в двухтактном усилителе, нельзя не забывать о том, что пока две электронные лампы двухтактного каскада не будут точно согласованы друге другом по коэффициенту усиления и не будет обеспечен баланс по постоянному току, то подавление четных гармоник не будет полным в следствие асимметрии схемы. На практике в двухтактном каскаде обычно, удается достичь подавления четных гармоник примерно на 14 дБ, потому что сильная связь между двумя первичными полуобмотками выходного трансформатора облегчает задачу установить баланс по переменному току.

Подавление искажений в дифференциальной паре

Дифференциальная пара с приемником неизменяющегося (стабильного) тока теоретически обеспечивает оптимальные условия для подавления нелинейных искажений, потому что ток полезного сигнала вынужден проходить между двумя электронными лампами без потерь. При условии, что эквивалентные сопротивления нагрузок обеих ламп согласованы, размах напряжения на каждом аноде должен быть одинаковым, а сами анодные напряжения противофазными, теоретически обеспечивая идеальное подавление нелинейного продукта на 2-й гармонике. Резисторы анодной нагрузки могут быть легко согласованы с точностью до 0,2% путем измерения падающих на них напряжений по цифровому вольтметру. Если к каждому аноду дифференциальной пары подключен в качестве нагрузки катодный повторитель, то паразитная емкость становится небольшой, так что на звуковых частотах любой разбаланс является незначительным. Даже при частоте полезного сигнала 20 кГц, реактивное сопротивление Хс = 1,6 МОм для входной емкости величиной 5 пФ обычного катодного повторителя, существенно больше, чем сопротивление резисторов анодной нагрузки, которое часто выбирается равным 47 кОм.

В качестве примера, лампа двойной триод типа 6SN7GT компании Маллард с хорошо согласованными половинами сравнивалась в различных схемах (классический усилитель с общим катодом, дифференциальная пара и μ-повторитель) при величине анодного тока Ia = 7,5 мА, анодном напряжении 230 В, и размахом сигнала +14 дБ на аноде. Были выполнены измерения между анодами дифференциальной пары на уровне +20 дБ, соответствующим +14 дБ на каждом аноде (рис. 4.14).

В табл. 4.4. можно видеть, что дифференциальная пара подавляет четные нелинейные гармонические искажения на 26 дБ, но суммирует нечетные гармоники. Хотя уровень 0,0035% 3-й гармоники не представляет проблемы, это показывает, что идеальная дифференциальная должна строиться на лампах, которые создают небольшое количество искажений на нечетных гармониках. И наоборот, μ-повторитель не так эффективно уменьшает 2-ую гармонику, но уровень всех других гармоник был ниже пределов надежного измерения измерителя искажений.

Таблица 4.4
Гармоника С общим катодом Дифференциальная пара μ-повторитель
2-я -51 дБ -77 дБ -68 дБ
3-я -93 дБ -89 дБ -
4-я (-106 дБ) - -
Continue reading
1161 Hits

Работа с сеточным током и нелинейные искажения

Большинство усилителей класса А работают при полном отсутствии сеточного тока, потому что это дает малые искажения и высокое сопротивление сеточной цепи, которое легко управляемо. Когда напряжение между сеткой и катодом становится положительным, то, вместо того, чтобы отталкивать электроны, управляющая сетка начинает их притягивать. Большая часть электронов при этом захватывается анодом, который имеет намного более высокий потенциал, но часть электронов все же притягиваются сеткой, создавая сеточный ток. Наличие сеточного тока имеет важные последствия:

• поток электронов с катода разделяется между сеткой и анодом, вызывая шум токораспределения. Тем не менее, наиболее вероятно использование режима с сеточными токами (режима класса А2) в выходном каскаде усилителя мощности, где напряжение сигнала велико, и по этой причине маловероятно, что этот собственный шум лампы будет проблемой;

• поскольку имеется разность потенциалов между сеткой и катодом, и существует сеточный ток, по этой причине на сетке должна рассеиваться тепловая мощность так же, как и на аноде. Если сетка не рассчитана для рассеивания на ней мощности, она быстро перегреется, ее конструкция деформируется и воз можно разрушение электронной лампы;

• так как входное сопротивление сеточной цепи при наличии сеточного тока становится низким, приложение требуемого напряжения сигнала на сетку требует существенной мощности (Р = VV#), которая должна развиваться предшествующим каскадом усилителя, что требует повышения его мощности по сравнению с работой последующего каскада без сеточного тока;

• за счет того, что при наличии сеточного тока, напряжение между сеткой и катодом по большей части периода положительное, то может быть слегка уменьшено напряжение на аноде, так как потребуется меньшее ускоряющее поле, нежели чем при отрицательном напряжении на сетке, тормозящем электронный поток. Коэффициент полезного действия каскада, таким образом, увеличивается, в силу снижения мощности, потребляемой анодной цепью от источника высоковольтного питания.

Предоконечные каскады усилителя мощности, работающие в режиме класса А1 являются усилителями напряжения, которым необходим только достаточный ток, чтобы заряжать и разряжать емкость Миллера выходного каскада, но предоконечный каскад усилителя мощности, работающий в режиме класса А2 должен обеспечивать значительную мощность возбуждения мощность. Существуют два способа обеспечения этой мощности.

Одним из возможных вариантов выбора ламп для такого каскада является сдвоенный триод типа 6N7 с общим катодом, который может работать как двухтактный или как несимметричный, — с двумя триодами в параллель, чтобы удвоить полезную мощность. Трансформатор пересчитывает полное сопротивление нагрузки, с коэффициентом п2 раз, поэтому понижающий трансформатор с коэффициентом трансформации 2:1 будет увеличивать полное сопротивление нагрузки относительно предыдущего каскада в четыре раза. Так как трансформатор в цепи анода лампы теоретически позволяет достигать удвоенного значения высоковольтного питающего напряжения в цепи анода лампы, необходимо соответствующе выполнять элементы цепи и сам трансформатор. Кроме того, низкое сопротивление вторичной обмотки по постоянному току усугубляет проблему отвода тепла в сеточной цепи выходного каскада, вследствие возможных больших токов при определенных схемотехнических решениях. К сожалению, хорошие задающие (межкаскадные) трансформаторы зачастую более сложно разрабатывать, чем выходные трансформаторы, так как они работают при более высоких эквивалентных сопротивлениях.

В качестве альтернативы, каскад класса А2 может быть подключен к цепи сопряжения по постоянному току катодного повторителя. Мощная лампа при этом по-прежнему требуется, но она больше не должна обеспечивать столь высокое выходное напряжение, как в предыдущем примере. Мощные лампы с рамочной сеткой, которые имеют большую крутизну характеристик, но низкое предельно-допустимое напряжение на аноде, например, тип 6С45П и тип E55L, являются идеальными в качестве мощных катодных повторителей. К сожалению, электронные лампы с рамочной сеткой имеют современные, эффективные нити накала, падение напряжения на которых невелико, что может вызывать определенные трудности, если каскаду класса А2 требуется значительный размах сеточного напряжения. Чтобы корректно согласовать каскад класса А2, катод катодного повторителя должен находиться под небольшим положительным потенциалом, но необходимо довольно большое значение сопротивления нагрузки RH, чтобы гарантировать линейность катодного повторителя. В этом случае очень целесообразно отрицательное питающее напряжение (рис. 4.11).

Использование связанного по постоянному току мощного катодного   повторителя для возбуждения каскада, работающего в режиме класса А2

Рис. 4.11 Использование связанного по постоянному току мощного катодного повторителя для возбуждения каскада, работающего в режиме класса А2

Более подробно вопросы построения выходных и предоконечных каскадов усилителей мощности, будут рассмотрены далее.

Оба предыдущих решения предполагают низкое выходное сопротивление, но оно не является близким к нулю. Так как эквивалентное выходное сопротивление rвых≈ 0, оно образует делитель напряжения с входным сопротивлением каскада класса А2, вызывая затухание входного сигнала. Вследствие низкого выходного сопротивления, надобность в применении приемника неизменяющегося тока (стабильной токовой нагрузки) в катодном повторителе отсутствует. Если в определенный момент времени напряжение между сеткой и катодом становится отрицательным, то сеточный ток прекращается и полное входное сопротивление каскада класса А2 становится бесконечно большим. При этом затухание входного сигнала прекращается. В этом случае будут иметь место существенные нелинейные искажения. Следует подвести некоторый итог: в то время, как при работе в режиме класса А1 сеточный ток должен отсутствовать при любой амплитуде входного сигнала, то при работе в режиме класса А2, сеточный ток должен существовать в при любой амплитуде входного сигнала. Не соблюдение этой рекомендации, чревато существенными нелинейными искажениями в усилителе.

Уменьшение искажений ограничением эквивалентной нагрузки

Не смотря на то, что триоды генерируют, главным образом, нелинейные искажения по 2-й гармонике, — любые искажения вредны по своей природе. Искажения усилителя на триоде определяются преимущественно несимметрией положительного и отрицательного периодов усиливаемого сигнала, вызываемого нелинейностью статических характеристик лампы. Так как внутренне сопротивление лампы rа меняется с изменением тока, протекающего через лампу, коэффициент ослабления делителя напряжения образованного rа и анодной нагрузкой RH изменяется, вызывая неодинаковое усиление положительного и отрицательного полупериодов сигнала. Тем не менее, имеются способы уменьшения таких искажений:

• увеличение значения резистора анодной нагрузки RHЕсли RH >> raто изменение затухания, создаваемого образуемым этими сопротивлениями делителя напряжения становится несущественным, потому что само затухание становится небольшим;

• поддержание анодного тока Ia постоянным, таким образом, внутренне сопротивление лампы rа не сможет изменяться. Это означает, что очень полезным является применение активной нагрузки, например, источника неизменяющегося тока, что является основой μ-повторителя.

Эти два метода на самом деле очень похожи, так как оба стремятся обеспечить выполнение условия RH >> ra (для идеального источника неизменяющегося тока, rвнутреннее = ∞). В среднем, для заданного напряжения питания и среднего анодного тока Ia, применение активной нагрузки в виде источника неизменяющегося тока выполненного на одной электронной лампе, позволяет уменьшить искажения на коэффициент = 7.

Когда используется рассмотренные методы уменьшения искажений, нагрузочная линия по переменному току усилительной лампы становится близкой к горизонтальной прямой. Когда анодная нагрузка (резистор или активная нагрузка) велика rH > 50ra, то величина анодного напряжения Vaпадающего на лампе, довольно велика, и внутренний статический коэффициент усиления лампы μ практически постоянен. Нелинейная зависимость μ и Va от анодного тока вызвана нелинейностью статических характеристик лампы и вызывает нелинейные искажения. Это влияние может быть уменьшено в каскадах с активной нагрузкой, предотвращением работы при низких анодных токах Ia, когда анодные статические характеристики лампы начинают «сходиться» и становятся существенно нелинейными. Также полезно выбирать такие лампы, у которых нелинейность этой области статических характеристик минимальна, см. рис. 4.12.

Статические характеристики ламп с различной степенью нелинейности в   области малых анодных токов

Рис. 4.12 Статические характеристики ламп с различной степенью нелинейности в области малых анодных токов

«Схождение» и существенная нелинейность анодных статических характеристик в области малых анодных токов вызвано неминуемой неоднородностью электрического поля между витками сетки и в области сетка-катод. Вид статических характеристик лампы существенно зависит от конструкции ее управляющей сетки. С точки зрения линейности, гораздо луче лампы, у которых сетка намотана большим количеством тонких витков (пунктирные кривые на рис. 4.12), нежели небольшим количеством толстых (сплошные кривые на рис. 4.12).

К сожалению, когда провод, образующий витки сетки становится более тонким, он становится более склонен к деформациям и вибрациям. В этом случае очень помогает специальный каркас для сетки, который позволяет использовать для намотки провод произвольной толщины, — вот почему электронные лампы, например, такие как Е88СС, и, в особенности, 6С45П, обладают достаточно линейными статическими характеристиками и малыми искажениями.

В качестве альтернативы поддержанию неизменным анодного тока, теоретически возможным поддерживать постоянным напряжение между анодом и катодом VaЯсно, что это не может быть реализовано, если каскад обладает усилением по напряжению, но катодный повторитель (рис. 4.13) может одновременно обеспечивать неизменными как анодный ток Ia, так и анодное напряжение Va.

Катодный повторитель обеспечивает неизменяемые Iа и Va

Рис. 4.13 Катодный повторитель обеспечивает неизменяемые Iа и Va

На схеме, представленной на рис. 4.13, средняя электронная лампа является катодным повторителем. Нижняя электронная лампа является традиционным приемником неизменяющегося тока на пентоде, который обеспечивает постоянный Ia в катодном повторителе. Верхняя лампа также катодный повторитель, и должна иметь высокие значения статического внутреннего коэффициента усиления ц и крутизны gm. Таким образом, лампа типа 6С45П (μ52) является очень подходящей. Верхняя электронная лампа имеет высокое полное сопротивление нагрузки, поэтому ее коэффициент усиления равен:

Сетка верхнего катодного повторителя связана по переменному току с выходом среднего катодного повторителя, и так как его коэффициент усиления почти единица, на его катоде обеспечивается практически такой же потенциал по переменному току, как и на его сетке. Таким образом, даже когда на катоде среднего катодного повторителя изменяется напряжение, верхний катодный повторитель побуждает его анод поддерживать практически неизменное напряжение, причем, неизменяемое анодное напряжение Va будет поддерживаться одновременно с неизменяемым анодным током Ia

К сожалению, подобное усовершенствование сопровождается существенными издержками:

• возрастает требуемое напряжение высоковольтного питания верхнего катодного повторителя;

• необходим третий источник питания нити накала (для верхнего катодного повторителя), находящийся под высоким постоянным потенциалом;

• катодные повторители уже сами по себе склонны к неустойчивости, и компенсационная обратная связь одного анода с выходом другого вызывает дополнительные проблемы с устойчивой работой каскада и усилителя в целом.

Уважаемый читатель может иметь иное мнение, но автор уверен, что тщательно разработанный катодный повторитель, с пентодной схемой стабильного тока, безусловно сложен в отладке и тестировании.

Continue reading
832 Hits

Особенности проектирования усилителей с малыми искажениями

Классификация способов снижения нелинейных искажений

Существуют много способов уменьшить искажения и сделать их уровень приемлемым. Для упрощения, будем рассматривать искажения, вызываемые каждым отдельным каскадом, перед обсуждением многокаскадной схемы.

Ниже будут рассмотрены практически все основные способы снижения нелинейных искажений:

• подбор рабочей точки по переменному току;

• подбор рабочей точки по постоянному току;

• уменьшение искажений ограничением определенного параметра;

• уменьшение искажений подавлением определенных составляющих;

• оптимизация схем смещения по постоянному току;

• подбор определенных электронных ламп;

• сопряжение отдельных каскадов со последующими.

Влияние рабочей точки по переменному току

Теоретически триоды генерируют нелинейные продукты преимущественно на 2-й гармонике. Это очень важное преимущество. Будет показано, что в двухтактных усилителях мощности, четные гармоники практически полностью компенсируются, что существенно снижает искажения.

Для проверки усилителей на триодах на предмет нелинейных искажений, рассмотрим усилитель с общим катодом, с лампой типа 417/5842 (рис. 4.5).

Схема проверяемого усилителя с общим катодом

Рис. 4.5 Схема проверяемого усилителя с общим катодом

Были опробованы двадцать две лампы типа 417/5842 при уровне выходного сигнала + 18 дБ (6,16 В действующего значения), эти результаты были усреднены и представлены в таблице 4.3:

Таблица 4.3
Гармоника Уровень
1-я (основная) 0 дБ
2-я -41 ДБ
3-я -100 дБ
4-я -95 дБ

Среди нелинейных продуктов, генерируемых лампами типа 417/5842 явно преобладает 2-я гармоника. Данный типа лампы 417А/5842 является хорошим примером. Даже самый плохой экземпляр электронной лампы данного типа, генерирует искажения на 2-й гармонике, с уровнем на 20 дБ больше, чем на других высших гармониках. Это весьма полезное обстоятельство позволяет использовать нижеследующую формулу, для расчета коэффициента нелинейных искажений, пользуясь данными, полученными при построении графика нагрузочных линий:

В первом приближении, передаточной характеристики триода — это простая степенная функция вида I ≈ V gk3/2 (так называемый «закон трех вторых»). Эта кривая хоть и не является линейной, но и не содержит нелинейностей высших порядков, а кроме того является достаточно гладкой, что должно обуславливать невысокий уровень нелинейных искажений. Эта гипотеза была проверена на схеме μ-повторителя с лампой 7N7/D3a(pnc.4.6).

Для того, чтобы эта проверяемая схема не показала ложно хороший результат при появлении сеточного тока, она возбуждается от источника с сопротивлением 64 кОм, имитируя таким образом копируя реальные условия работы в составе усилителя. Верхний предел измерений был установлен на момент появления сеточного тока при выходном сигнале +34 дБ (СКГ + Ш = —43 дБ).

Нижний предел измерений был установлен способностью аналогового анализатора фиксировать искажения формы слабого сигнала, которая начинает ухудшаться при выходном сигнале +14 дБ (СКГ + Ш = —63,5 дБ). Между этими пределами уровень выходного сигнала изменялся с шагом 1 дБ. Был построен график СКГ + Ш в зависимости от уровня выходного сигнала (рис. 4.7).

График ясно показывает, что значение СКГ + Ш (суммарное значение коэффициента нелинейных искажений плюс шум) прямо пропорционально уровню выходного сигнала. Таким образом, измеренный уровень искажений 1 % при 15 В действующего значения напряжения предполагает искажения 0,1 % при 1,5 В действующего значения. Это обстоятельство крайне полезно, если необходимо оценить искажения триода, при работе со слабыми сигналами — например, как в случае каскада с частотной коррекцией Американской Ассоциации звукозаписи (RIAA), используемый для согласования усилителя с проигрывателем виниловых грампластинок.

Схема проверки линейности μ-повторителя

Рис. 4.6 Схема проверки линейности μ-повторителя

График искажений в зависимости от уровня сигнала проверяемой   схемы μ-повторителя

Рис. 4.7 График искажений в зависимости от уровня сигнала проверяемой схемы μ-повторителя

Предположение, что искажения каскада усиления на триоде порождают преимущественно 2-ю гармонику и пропорциональны уровню сигнала, справедливо для всех триодов при использовании с реальными резистивными анодными нагрузками. Влияние активной нагрузки (RH = > ∞) подавляет 2-ю гармонику, но мало меняет уровень высших гармоники. После подавления 2-й гармоники, влияние высших гармоник становиться более существенным, вызывая у некоторых триодов искажения, которые не пропорциональны уровню. При использовании активной нагрузки может потребоваться проверка — остаются ли искажения электронной лампы конкретного типа пропорциональны уровню сигнала.

Влияние рабочей точки по постоянному току

Зависимости уровней искажений от изменений напряжений анодного питания будут исследованы позднее. От величины анодного высоковольтного напряжения сильно зависят малосигнальные параметры статических характеристик лампы, такие как статический внутренний коэффициент усиления р, статическое внутренне сопротивление га и крутизна gm, которые обычно предполагаются неизменяемыми. Таким образом, пока не нужно максимизировать размах напряжения, выбор рабочей точки целесообразно осуществлять только подбором напряжения смещения по критерию отсутствия сеточного тока и отсечке анодного тока. Проблемы отсечки очевидны: высококачественный усилитель должен работать без отсечки анодного тока во всем диапазоне изменения усиливаемого аудиосигнала, то есть в режиме класса. Сеточный ток вызывает намного больше проблем, поскольку может появляться только при больших амплитудах усиливаемого сигнала, создавая нелинейную нагрузку предыдущему каскаду усиления. Разумеется, для снижения нелинейных искажений, всегда нужно стремиться к полному отсутствию сеточного тока во всем диапазоне изменения входного сигнала.

Искажения из-за сеточного тока

Когда напряжение между сеткой и катодом (обычно отрицательное) приближается к 0 В, начинает идти сеточный ток, и входное сопротивление электронной лампы значительно снижается. Если лампа имеет практически нулевое выходное сопротивление rвых = 0, проблемы не будет, но в жизни она как правило наоборот, имеет значительное выходное сопротивление. Образующийся делитель напряжения, моментально сформирует в моменты существования сеточного тока, положительные пики сигнала, и ограничивает входной сигнал. Симметричная отсечка сверху, порождает рост нечетных гармоник, но поскольку сеточный ток часто отсекается ассиметрично, поэтому можно ожидать также и рост четных гармоник.

Искажения, вызванные сеточным током, являются очень вредными, потому что они порождают гармоники высокого порядка. Экспериментальные кривые, представленные на рис. 4.8, были получены при работе с сеточным током нижней рассмотренного выше лампы (μ-повторителя при сопротивлении источника сигнала 47 кОм. При измерении уровень входного сигнала увеличивался до тех пор, пока искажения формы выходного сигнала на становились отчетливо заметны на экране аналогового осциллографа. Измеренное значение СКГ + Ш было 2%, и остаточный сигнал искажения (то есть выходной сигнал, с подавленной первой гармоникой) имел очень характерную форму волны (рис. 4.8).

Верхняя кривая: характерная форма сигнала искажения, вызванного   сеточным током. Нижняя кривая: мягкая отсечка (уплощение снизу), вызванная сеточным током

Рис. 4.8 Верхняя кривая: характерная форма сигнала искажения, вызванного сеточным током. Нижняя кривая: мягкая отсечка (уплощение снизу), вызванная сеточным током

На рис. 4.9 представлен спектр остаточного сигнала искажений. Из рисунка четко видно, что он богат, как четными, так и нечетными гармониками.

Спектр искажений, возникающих при наличии сеточного тока, при   синусоидальном сигнале / кГц. Масштаб по вертикали: 10 дБ/дел. Масштаб по горизонтали: 2,5 кГц/дел. (0—25 кГц)

Рис. 4.9 Спектр искажений, возникающих при наличии сеточного тока, при синусоидальном сигнале / кГц. Масштаб по вертикали: 10 дБ/дел. Масштаб по горизонтали: 2,5 кГц/дел. (0—25 кГц)

Хотя сеточный ток существует только при положительном напряжении на сетке относительно катода, реальные электронные лампы начинают проводить сеточный ток при немного более отрицательных напряжениях на сетке из-за эффекта термопары в соединении между различными нагреваемыми металлами в лампе и электронным облаком над поверхностью катода. У маломощных приемо-усилительных ламп обычно, сеточный ток появляется при напряжении между сеткой и катодом ≈ — 1 В, при этом всегда нужно помнить, что это напряжение складывается, как из напряжения смещения Vgkтак и из амплитуды входного сигнала.

Искажения из-за сеточного тока и регулировки громкости

Поскольку, регулировка громкости как правило осуществляется путем изменения напряжения сигнала, подводимого к сеточной цепи, то она также может играть определенную роль в возникновении сеточного тока и, сопутствующих ему нелинейных искажений. Наиболее распространенный тип регулировки громкости — это резистор с переменными отводами либо подвижный контакт, перемещающийся по резистивной подложке, либо переключатель, перемещающийся по отводам цепочки постоянных резисторов: смотри рис. 4.10а.

В качестве альтернативы можно использовать постоянный последовательный добавочный резистор вместе с переменным шунтирующим резистором, см. рис. 4.10 б.

Простейшие варианты регулировок громкости

Рис. 4.10 Простейшие варианты регулировок громкости

Следует заметить, что схема на рис. 4.106 имеет намного более высокое выходное сопротивление, чем схема на рис. 4.10 а. Измерение искажений при работе с высоким сопротивлением источника является далеко не самой простой процедурой, поскольку нужно фиксировать слабый нелинейный ток, вызывающий падение напряжения на эквивалентном внутреннем сопротивлении источника сигнала, которое включено последовательно сигналу. Результат ожидается вполне прогнозируемым: если сопротивление источника повысится, то увеличатся и искажения, поскольку увеличится падение напряжения в сеточной цепи в моменты протекания сеточного тока.

В качестве примера, катодный повторитель на лампе типа 6С45П, смещение которого задавалось приемником неизменяющегося тока на лампе типа EF184, был опробован при уровне входного сигнала + 20 дБ (7,75 В действующего значения). Уровень искажений каскада при внутреннем сопротивлении источника сигнала 5 Ом, составил 0,02%. Регулировка громкости типа (а) с потенциометром 100 кОм имеет максимальное выходное сопротивление 25 кОм, поэтому искажения также были измерены с сопротивлением источника сигнала 25 кОм. Было установлено, что они также составляют около 0,02%. Тем не менее, когда сопротивление источника сигнала было увеличено до 1 МОм, искажения возросли до 0,2%. Таким образом, применение такой схемы регулировки громкости на рис. 4.106, приводит к росту нелинейных искажений. До 1 МОм входное сопротивление этой схемы на практике обычно не доходит, но 100 — 200 кОм — значение вполне вероятное.

Continue reading
659 Hits

Цифровая обработка сигналов

Общие сведения о цифровом представлении сигналов и аналого-цифровом преобразовании

Аналоговый сигнал является непрерывно изменяющимся во времени процессом, причем величина его напряжения или тока может плавно изменяться, принимая любые промежуточные значения в интервале от минимального до максимального. В отличие от аналогового, цифровой сигнал несет информацию о величине (напряжении, токе) исходного сообщения лишь в фиксированные моменты времени, а сами его значения также могут принимать только строго фиксированные дискретные значения, которые обычно представляются в виде двоичных чисел. В качестве некоторой наглядной модели, можно обратиться к процессу измерения какой-либо зависимости. Построение графика по нескольким точкам измерений — грубая модель аналогово-цифрового преобразования, поскольку отдельные измерения являются фиксированными значениями. Представление аналоговых сигналов в цифровом виде (аналого-цифровое преобразование), когда фиксированные значения исходного сигнала, взятые через определенные промежутки времени, представляются в виде двоичных чисел очень удобно, поскольку позволяет применить к такому сигналу математическую обработку силами современной вычислительной техники, оперирующей как раз двоичными числами.

Аналогово-цифровое преобразование (АЦП) является сложным процессом, состоящим из двух частей. Первая процедура — фиксация процесса через определенные промежутки времени, называемая дискретизацией. Вторая процедура — приведение значения зафиксированного параметра к одному из разрешенных дискретных уровней, называемая квантованием. На практике существуют различные алгоритмы этих процедур, проводимых в той или иной последовательности. После преобразования, дискретные значения заменяются определенным двоичным числом (в зависимости от конкретного значения дискретного уровня). Этот процесс называется кодированием.

Процесс аналого-цифрового преобразования также часто называют импульсно-кодовой модуляцией (ИКМ или PCM — Pulse Code Modulation).

Дискретизация. Теорема Котельникова - Найквиста

Процесс фиксации параметров исходного аналогового сигнала (подвергаемого АЦП) через определенные равные интервалы времени называется дискретизацией. На

практике очень важно знать, какова требуется частота повторения выборки (фиксации параметров). Эта частота называется частотой дискретизации. Например, если делать 96000 выборок в секунду, то частота дискретизации равняется 96 тыс. Выборок/с или 96 кГц. Для того, чтобы непрерывный аналоговый сигнал заменить последовательностью его отдельных значений (отсчетов), взятых (зафиксированных) через определенные равные промежутки времени, без потери полезной информации, необходимо выполнить требования теоремы Котельникова — Найквиста. Эта теорема гласит, что для безошибочного восстановления аналогового сигнала из его дискретных отсчетов, частота дискретизации должна быть как минимум вдвое больше верхней (наибольшей) частоты исходного аналогового сигнала. Таким образом, на любой из частот исходного сигнала, выборка отсчета должна производиться не менее, чем дважды за период. Работа всех устройств, использующих цифровое представление аналоговых сигналов (например, проигрывателей компакт-дисков) базируется на этой фундаментальной теореме.

Если условия теоремы Котельникова — Найквиста не будут выполнены, аналоговый сигнал не сможет быть точно восстановлен из цифрового. В итоге, аудиосигнал, поступающий в громкоговоритель, окажется обогащенным новыми спектральными составляющими, являющимися продуктом специфических нелинейных искажений.

Нарушение критерия Найквиста порождает побочные низкочастотные составляющие, которых не было в первоначальном сигнале. Чтобы предотвратить появление этих дополнительных спектральных составляющих, перед аналогово-цифровым преобразователем нужно устанавливать фильтр нижних частот, задерживающий все составляющие исходного сигнала с частотами вдвое ниже частоты дискретизации (обычно с небольшим запасом) и более высокими. Например, компьютерная звуковая карта, работающая на частоте дискретизации 44,1 кГц должна быть укомплектована фильтром нижних частот, обладающим частотой среза ≈ 20 кГц. Таким образом, если использовать компьютерную звуковую карту для измерения нелинейных искажений, нужно подавлять все частоты аудиосигнала выше 20 кГц. Если же требуется точно воспроизвести сигналы, содержащие спектральные составляющие на более высоких частотах, требуется более высокая частота дискретизации. В тоже время, работаю с цифровыми осциллографами, применение подобных фильтров нежелательно, поскольку их частота дискретизации в процессе измерения меняется в широком диапазоне. В тоже время, всегда можно установить а таком осциллографе заведомо высокую частоту дискретизации, что снимает проблему.

Масштабирование, квантование, кодирование

При построении графика на разграфленной бумаге важно правильно выбрать масштаб, который удобен для построения. Например, если миллиметровая бумага имеет десять крупных квадратов, каждый из которых состоит из десяти маленьких квадратов, а измеряемый ток находится в диапазоне от 0 до 8 мА, то нужно установить масштаб одного большого квадрата = 1 мА. Это может показаться очевидным, но что будет, если мы выберем масштаб одного большого квадрата = 0,1 мА или 10 мА?

В первом случае, наши данные выйдут за пределы миллиметровой бумаги, а во втором случае график будет трудно разглядеть. Назначение масштабирования — привести в соответствие диапазон параметра диапазону системы измерения.

Подобным образом, когда преобразуют аналоговый сигнал в цифровой, то сначала определяют масштаб фиксируемого параметра (тока, напряжения), а затем осуществляют процедуру квантования. Кстати — именно по этой причине, в большинстве цифровых вольтметров указывается их базовая погрешность в диапазоне 0—5 В. Их система измерения фактически измеряет только в диапазоне от 0 до 5 В, а переключатель диапазонов лишь переключает аттенюаторы или усилители, чтобы привести масштаб внешнего напряжения или тока к этому основному диапазону. В практических задачах это означает, что масштабирование не может быть точным, следовательно оно увеличивает ошибки во всех диапазонах.

Как уже говорилось выше, квантованием называют процесс приведения уровней дискретных отсчетов к фиксированным значениям. При этом, произвольное значение отсчета сравнивается с набором фиксированных уровней квантования, а затем заменяется на ближайшее из них. Величина напряжения (тока) исходного аналогового сигала может принимать теоретически бесконечное количество произвольных значений (в пределах динамического диапазона сигнала), таким образом, уровень дискретного отсчета после квантования неточно соответствует произвольному значению отсчета исходного аналогового сигнала. Эту погрешность принято называть шумами квантования. Чем больше набор допустимых дискретных уровней квантования, тем меньше будут шумы квантования. На практике, при обработке аудиосигналов часто применяется 256 уровней квантования и более.

После квантования следует процесс кодирования. При этом, в зависимости от дискретного уровня квантования, квантованный отсчет заменяется двоичным числом, иначе называемом цифровым словом которое является кодом исходного аналогового сигнала в фиксированный момент времени. Таким образом, цифровой сигнал представляет собой последовательность цифровых слов, записываемых через равные интервалы в цифровую память.

Системы счисления и кодовые слова

Сегодня практически всем известно, что в современной цифровой и вычислительной технике используется двоичная система счисления, оперирующая знаками (0, 1), а не в привычная десятичная (0—9) система, используемая человеком. Это может показаться довольно ограниченным, потому что означает, что человек привык вести счет в каждом разряде считать до девяти, в то время, как компьютер считает только до одного. Решением в обоих случаях является масштабирование системы счета. Каждый раз при достижении 9 для добавления 1, мы записываем в число новый разряд, как масштабированную единицу, но это неудобный термин, поэтому мы называем его «десять». Нет причин по которым было бы нельзя масштабировать десятки: «сотни, десятки, и единицы», — как учат в начальной школе. Масштабирование показано более формально в табл. 4.1.

Таблица 4.1
тысячи сотни десятки единицы десятые сотые тысячные
1000 100 10 1 1/10 1/100 1/1000
103 102 101 100 10-1 10-2 10-3

Термины «сотни, десятые», и т. п. являются просто степенью основания системы, в этом случае 10. Двоичная система счисления строится точно так же, но так как в ней вместо основания «10» используется основание «2», ее масштабная таблица выглядит иначе (см. табл. 4.2).

Таблица 4.2
32 16 8 4 2 1 1/2 1/4 1/8 1/16 1/32
25 24 23 22 21 20 2-1 2-2 2-3 2-4 2-5

Таким образом, несмотря на то, что в двоичной системе используется только 0 и 1, с помощью комбинаций многоразрядных чисел (кодовых слов), содержащих только эти символы, можно выразить любое десятичное число. В цифровой и вычислительной технике, каждый разряд кодового слова принято называть битом информации. Таким, образом, если двоичное число (кодовое слово) состоит из четырех разрядов, то говорят, что оно содержит четыре бита информации, или является четырехбитным.

При аналого-цифровом преобразовании, разрядность цифрового кода (то есть число бит в кодовых словах) напрямую зависит от числа уровней квантования. Чаще всего, разрядность кодовых слов берется кратным восьми. Используются 8-битовые, 16-битовые, 24-битовые, 32-битовые и т. п. кодовые слова. В цифровой и вычислительной технике 8 бит информации называют одним байтом. Поскольку, для каждого бита информации возможно два состояния — 1 и 0, нетрудно подсчитать, какое количество дискретных квантованных уровней сигнала может быть описано однобайтным, двухбайтным и т. п. Итак, общее число различных уровней, которые могут быть описаны 8-разрядным (восьмибитным или однобайтным) кодовым словом, равно 28 = 256, а 16-разрядным словом, — 216 = 65536. Подобным образом, 24-битная система допускает 224 = 16 777216 различных уровней, но требуется в полтора раза больше памяти для сохранения каждого слова (24/16 = 1S), чем в 16-битной.

Как правило (игнорируя вспомогательные добавочные псевдослучайные сигналы, необходимые, как для повышения помехозащищенности, так и для других целей), динамический диапазон (ДД) цифровой системы определяется следующим образом:

где п = количество бит.

Таким образом, теоретический динамический диапазон 16-разрядной системы равен 6 х 16 = 96 дБ.

Говоря о цифровой технике, всегда важно помнить, что с увеличением числа уровней квантования, а также с повышением частоты дискретизации, точность цифровогопредставления сигнала возрастает, но при этом требуются существенно большие ресурсы цифровой системы (быстродействие, память), поскольку неизбежно растет разрядность кодовых слов.

Быстрое преобразование Фурье (БПФ)

Уже неоднократно обсуждалось, что любой процесс можно представить двояко — во временной или в частотной области. На экране осциллографа мы видим графическую зависимость уровня исследуемого процесса от времени — это есть временное представление. На экране анализатора спектра, мы видим зависимость уровня того же процесса от частоты — это есть частотное представление.

При оценке нелинейных искажений очень полезно иметь спектр исследуемого сигнала, однако, как уже говорилось выше, анализатор спектра прибор дорогой и сложный. Однако, при помощи звуковой карты и несложного программного обеспечения, в анализатор спектра (конечно, далеко не самый хороший, но вполне приемлемый) нетрудно превратить обычный персональный компьютер. Основное преимущество цифрового представления сигналов, — это возможность применения для их обработки сложных математических алгоритмов. Аналитическая взаимосвязь между временным и частотным представлением процессов была установлена выдающимся математиком Фурье, и такое преобразование носит его имя.

Вычислительный алгоритм, лежащий в основе работы программных средств по обработке оцифрованных звуковых сигналов, осуществляющий их преобразование из временной формы представления в частотную, носит название быстрого преобразования Фурье (БПФ).

Алгоритм БПФ, не смотря на его крайне широкое применение, тоже имеет свои особенности и ограничения. В частности, вся математика БПФ построена на предположении, что обрабатываемый сигнал является периодически повторяющимся процессом. Это предположение может показаться тривиальным, но оно имеет важные последствия.

Любые реальные сигналы всегда случайны и далеко не всегда периодичны. В реальном сигнале очень трудно выделить один период с достаточной точностью, что вызовет существенную погрешность при обработки с помощью БПФ. Для уменьшения этой ошибки, обработку производят не по одному периоду, а по значительно большему их количеству. При этом точность обработки существенно повышается, но она требует серьезных аппаратных ресурсов, поскольку требуется одновременная запись в память большого количества кодовых слов, пропорционального количеству одновременно обрабатываемых периодов.

Другим способом уменьшения количества шагов является кадрирование — искусственное выделение периодичности, применяя так называемые окна к записям форм сигналов. В этом контексте, окно является переменным весовым коэффициентом. При этом значения выборок в концах записей форм сигналов умножаются на нуль, а к промежуточным значениям в середине выборок применяется больший весовой коэффициент (≤1). Поскольку любое число умноженное на нуль равно нулю, это делает концы выборок нулевыми, — это позволяет записи формы сигнала повторять без сбоев (рис. 4.4.)

Кадрирование, вызывающее периодичность

Рис. 4.4 Кадрирование, вызывающее периодичность

Так как кадрирование вносит определенные искажения в запись формы сигнала, его применение будет также искажать и результаты БПФ. В процессе кадрирования либо происходит «сброс» энергии элементов дискретизации с высокими амплитудами в смежные элементы дискретизации, что порождает видимую «кайму» в окрестностях дискретных спектральных составляющих, имеющих высокие амплитуды на экране анализатора, или изменяются амплитуды отдельных составляющих. Так как процесс дискретизация преобразует непрерывное время в дискретные отсчеты, то и результатом БПФ должны быть дискретные частотные (спектральные) составляющие, называемых элементами дискретизации. Следовательно, все «кадры» и «окна» всего лишь позволяют находить компромисс между разрешающей способностью по частоте и амплитуде.

Кадр, в котором выборка практически не претерпевает изменений (поскольку запись формы сигнала всего кадра умножается на постоянное значение — 1), называется прямоугольным кадром. Так как прямоугольный кадр практически не изменяет значения выборок, он не вызывает разброс между элементами дискретизации и предлагает лучшую разрешающую способность по частоте. К сожалению, амплитуды отдельных составляющих могут быть интерпретированы с ошибками, потому что при кадрировании искусственно изменяется периодичность. И наоборот, так называемый кадр Блэкмана-Харриса (Blackman—Harris) изменяет концы записи формы сигнала, чтобы предотвратить нарушение периодичности, что вызывает разброс между элементами дискретизации, но улучшает разрешающую способность по амплитуде.

Наилучшие результаты измерения искажений с использованием алгоритма БПФ получаются при синхронизации генератора с системой БПФ, для того чтобы могли записываться только полные циклы без фазовых ошибок, позволяя использовать прямоугольный кадр. Если истинное синхронное БПФ не возможно, то полезный компромисс — это настройка анализатор на основной частоте и подгонка частоты измерительного генератора для получения минимальной «каймы» в окрестностях составляющей с самой высокой амплитудой.

Если записи формы сигнала зафиксированы многократно, то можно их усреднить, чтобы уменьшить ошибки. Это очень мощная методика, несмотря на то, что она замедляет скорость измерений.

Continue reading
908 Hits

Совершенствование измерений нелинейных гармонических искажений

Общие замечания

На заре развития техники ламповых усилителей, классические измерения нелинейных гармонических искажений проводились путем подачи на вход гармонического колебания на частоте 1 кГц, подавления основного тона 1 кГц на выходе усилителя, и измерения амплитуду оставшегося, так называемого «остаточного» сигнала (то есть высших гармоник). Для ламповых усилителей того времени эти измерения были вполне достаточными. Позднее, особенно по мере внедрения транзисторных усилителей, эти измерения справедливо критиковались, так как они не учитывают весовой вклад отдельных гармоник в общую картину нелинейного продукта, их субъективное воздействие и ряд других факторов.

Весовая оценка гармоник

В различное время выдвигались разные предложения для весовой оценки уровней отдельных гармоник, чтобы корректно суммировать мощности гармоник и дать единую картину измерения субъективных искажений. Такая оценка учитывает тот факт, что человеческое ухо по разному реагирует на разные гармоники, возникающие в следствие нелинейных искажений усиливаемого сигнала.

В 1950 году Шортер (Shorter) предложил, чтобы весовая оценка уровня гармоник производилась путем их домножения на коэффициент n2/4 (где «n» равно номеру гармоники), то есть в относительных единицах:

Поскольку, частотный интервал от n до 2n равен одной октаве, таким образом, градиент дБ/октава будет равен:

Таким образом, вместо того, чтобы измерять амплитуды отдельных гармоник и вычислять СКГ, можно применить простейший измеритель нелинейных искажений, по критерию повышения уровня отклика на 12 дБ/октава. Чтобы эти измерения были сопоставимы с измерениями, выполненными стандартным измерительным прибором, измеряющим вторую гармонику при подаче на вход гармонического колебания с частотой 1 кГц, будет необходим фильтр с коэффициентом передачи 0 дБ на 2 кГц. Отметим, что указанные требования к полосе пропускания фильтра и его коэффициенту передачи критичны, и означают, что весовые измерения искажений являются верными только для обозначенной основной частоты 1 кГц.

Тем не менее, у метода весовой оценки гармоник с коэффициентом n2/4 есть заметный недостаток. В рассмотренном выше примере измерения на частоте 1 кГц с фильтром, обеспечивающим коэффициент передачи на частоте 2 кГц, будет возникать значительная ошибка в уровнях высших гармоник, в следствие неравномерности АЧХ фильтра. Поскольку целью весовой оценки гармоник является согласование результатов измерения с субъективным восприятием искажений, то чаще всего для проведения подобных измерений требуется существенное усложнение фильтров, поскольку все гармоники на частотах вплоть до 20 кГц и более попадают в диапазон слышимости человеческого уха.

Хотя рекомендация Шортера успешно ранжирует измеренные искажения в зависимости от их субъективного восприятия, этот тест требует определенных корректив. В первую очередь это касается упомянутого выше фильтра гармоник, АЧХ которого должна как раз учитывать субъективную чувствительность уха к различным гармоникам.

Питер Скиров (Peter Skirrow) из компании Lindos Electronics приводит доводы, что нелинейные искажения должны измеряться на основной частоте 1 кГц, с использованием взвешивающий фильтр типа CCIR468-2, так как частотная характеристика этого фильтра была определена по субъективному восприятию гармоник на различных частотах. В общих чертах, CCIR468-2 создает подъем АЧХ по закону 6 дБ/октава, имеет коэффициент передачи ОдБ на 1 кГц, и пик 12 дБ на 6,3 кГц, после которого достаточно резко падает. АЧХ такого фильтра приведена на рис. 4.2.

Особенности детектирования гармоник

Итак, исходный гармонический сигнал при прохождении через усилитель, вносящий нелинейные искажения, обогащается высшими гармониками. Значит, если из выходного сигнала испытуемого усилителя удалить (отфильтровать) основной тон (то есть первую гармонику), на выходе фильтра останется только продукт нелинейных искажений — высшие гармоники исходного гармонического колебания. Как измерить амплитуду этого остатка? Это не такой легкий вопрос, как кажется изначально, но если измерение произвести корректно, то на его основе будет легко оценить нелинейные искажения усилителя. Возможно, нужно измерить размах этого остаточного напряжения (Vпик-пик). Однако, не все так просто! Обратимся к рис. 4.3, где приведены временные диаграммы двух полигармонических процессов, включающих все нечетные гармоники с первой по седьмую.

Частотная характеристика взвешивающего фильтра CCIR468-2

Рис. 4.2 Частотная характеристика взвешивающего фильтра CCIR468-2

Влияние фазы на форму сигнала

Рис. 4.3 Влияние фазы на форму сигнала

Однако, частота основного тона (первая гармоника) второго процесса (нижний график), сдвинута по фазе на 90° относительно основного тона первого процесса (верхний график). Как нетрудно заметить из приведенных графиков, у этих двух процессов, имеющих одинаковый коэффициент гармоник, существенно различные амплитуда и размах(Vпик-пик)Для корректного детектирования высших гармоник, на практике применяется среднеквадратический метод вычисления мощности процесса с последующим вычислением его действующего напряжения. Таким образом, традиционные измерения искажений выполняются измерительным прибором с дорогостоящим детектором истинного среднеквадратичного значения, и в результатах измерения это обстоятельство отражается упоминанием СКГ в % действующего значения.

Измерение нелинейных искажений с упоминавшимся ранее взвешивающим фильтром типа CCIR468-2 обычно предполагает, что детектор должен обязательно регистрировать пиковые значения. Такой детектор будет хорошо отслеживать амплитуды шумовых всплесков. Искажение типа «ступенька» порождает короткие всплески (выбросы) в усиливаемом сигнале, которые практически не сказываются на величине действующего напряжения сигнала, но являются крайне раздражающими для субъективного восприятия. По этой причине измеритель пиковых значений CCIR468-2 был бы идеальным для обнаружения этих всплесков. Однако, CCIR468-2 не является достаточно идеальным, так как он требует упоминаемой выше коррекции коэффициента усиления, поэтому CCIR/ARM рекомендует снизить коэффициент усиления CCIR468-2 на 6 Дб, чтобы обеспечить 0 Дб усиления на частоте 2 кГц, что позволяет использовать его для весовой оценки искажений на частоте основного тона 1 кГц. Большая часть современных поверочных комплектов позволяют использование различных детекторов и взвешивающих фильтров, но выбор «CCIR/ARM» обеспечивает корректное проведение субъективно взвешенных измерений нелинейных искажений лишь на частоте основного тона1 кГц.

Учет шумовой составляющей при измерении нелинейных искажений

Хотя вышеописанный метод измерения искажений CCIR/ARM дешев и эффективен, но и он обладает недостатками. Качественно разработанный усилитель создает очень мало искажений. У таких высококачественных усилителей уровень гармоник, возникающих вследствие нелинейных искажений зачастую соизмерим с уровнем собственных шумов усилителя, совокупно генерируемых всеми его электронными компонентами. Когда выполняется измерение СКГ, используя измерительный прибор, детектирующий пиковое или средневзвешенное значение размаха остаточного сигнала высших гармоник, всегда есть опасение, что измерение будет неверным, так как оно не учитывает уровня шумов, соизмеримых с нелинейным продуктом.

Существует достаточно простой способ проверки, насколько измеряемый остаточный сигнал гармоник (выходной сигнал, в котором подавлен основной тон) свободен от шумов — посмотреть измеряемый остаточный сигнал гармоник на осциллографе. Если в наблюдаемом сигнале высших гармоник четко прослеживается периодическая последовательность, то собственными шумами можно в первом приближении пренебречь, и считать измеренный СКГ достаточно достоверным. Если же в наблюдаемом на экране осциллографа остаточном сигнале периодически повторяющуюся последовательность отследить трудно, то можно считать, что шумовая составляющая преобладает, и измерения СКГ будут заведомо ошибочными. Таким образом, все практические измерения нелинейных искажений, выполненные измерительным прибором, на самом деле измеряют СКГ + Ш (суммарный коэффициент гармоник + шум), и всегда нужно удостовериться, что интенсивность шумов недостаточно большая, чтобы им можно было пренебречь. Только в этом случае измерения будут корректными.

Большинство шумов имеют равномерное интенсивность на всех частотах, тогда как гармоники, возникающие вследствие нелинейных искажений возникают на вполне конкретных частотах. Измерительный прибор, детектирующий остаточный сигнал, — это широкополосное устройство, что означает, что он чувствителен ко всем частотам звукового диапазона. Таким образом, хотя интенсивность шума на конкретной частоте может быть довольно низкой, и, возможно, значительно меньше, чем амплитуда ближайших гармоник, при средневзвешенной оценке мощность шумов может легко подавить мощность гармоник. В то же время, знать СКГ необходимо, поскольку человеческое восприятие звука таково, что комбинация ухо/мозг очень четко реагирует именно на гармоники воспринимаемых звуков, выделяя их из широкополосного шума.

Continue reading
620 Hits

Измерение и интерпретация искажений

В идеальном случае, все и всегда могли бы выполнять измерения нелинейных искажений одинаковым образом, используя одинаковую аппаратуру, и идентично интерпретировать результаты. Все результаты были бы сопоставимы, позволяя утверждать, что, например, устройство «А» лучшее, чем устройство «В» о критерию нелинейных искажений.

Практически существует много различных методов измерений. Например, измерение уровней комбинационных (интермодуляционных) составляющих требует подачи на вход испытуемого устройства двух (или больше) гармонических колебаний на различных частотах (см. предыдущий параграф). Какие частоты должны быть выбраны, и каковы должны быть их относительные амплитуды? На практике существуют, по крайней мере, три разновидности этого измерения. Точно так же, какая частота гармонического колебания должна быть использована для измерения нелинейных искажений методом определения уровней высших гармоник? Должны ли производиться измерения более чем на одной частоте? Какие результаты измерений нужно учитывать, а какие исключить? Ответы на эти вопросы пытаются дать стандарты на различную аппаратуру и методы измерений, что позволяет сравнивать результаты.

При разработке оборудования, чаще всего заранее известно, где вероятнее всего будут возникать проблемы, поэтому планируются испытания для их исключения. Это позволяет измерить ошибки, внести изменения в разработку, и в дальнейшем увидеть, привело ли это к улучшению результатов.

Предыдущий параграф показывает суть проблем измерений нелинейных искажений, а теперь самое время заострить внимание на некоторых более тонких моментах:

• необходимо знать ограничения поверочной аппаратуры. Нет никакого смысла в попытке измерить искажение усилителя, если их уровень меньше собственных искажений, создаваемых измерительным оборудованием;

• всегда нужно четко представлять уместность тех или иных измерений. Например, измерение коэффициента детонации в аналоговом магнитофоне или проигрывателе виниловых грампластинок полезно, потому что это измерение выявляет известные погрешности в механической части такого оборудования. Измерение же коэффициент детонации на плеерах компакт-дисков бессмысленно, потому что они, вследствие цифрового способа записи данных, не страдают от этой проблемы;

• проектировщик, стремящийся улучшить показатели разрабатываемого оборудования, всегда проводит критические испытания. Маркетинговый же отдел наоборот, проводит испытания, которые устройство пройдет заведомо хорошо;

• при проведении измерений всегда предполагается, что проектировщик как никто другой разбирается в разработанном им оборудовании и лучше всех может решить, какие испытания должны быть сделаны в обязательном порядке;

• в большинстве случаев измерения проводят сами проектировщики. По этим причинам, измерения указанные другими изготовителями или сертификационными центрами далеко не всегда обязательны — это одна из причин субъективного взгляда. Другая причина отклонения от требований стандартов на измерения тех или иных показателей в любительских условиях — хорошее испытательное оборудование слишком дорого. Однако тщательно выбранные измерения на недорогом испытательном оборудовании и их тщательная интерпретация могут быть очень полезны, при проектировании и создании в частности ламповых усилителей, являющихся основным объектом внимания.

Выбор измерений.

В отличие от ламповых, транзисторные усилители обычно имеют много глубоких отрицательных обратных связей, чтобы уменьшать искажения. Так как применение обратной связи может легко превратить усилитель в генератор, усилитель, перед применением обратной связи, преднамеренно делают с неравномерной амплитудно-частотной характеристикой, которая имеет завал в области верхних частот. Поскольку отрицательная обратная связь уменьшает линейные и нелинейные искажения, то частотная характеристика выпрямляется, и нелинейные искажения уменьшаются. Так как частотная характеристика усилителя падала с частотой перед применением обратной связи, то на высоких частотах возможна меньшая отрицательная обратная связь, чтобы скорректировать нелинейные искажения. Это означает, что усилители с глубокой обратной связью должны иметь неравномерный по частоте суммарный коэффициент гармоник (СКГ), который повышается с частотой, вследствие чего, измерение СКГ на одной отдельно взятой частоте является неуместным, и требуется проведение нескольких измерений на разных частотах.

Если же испытывается усилитель, не охваченный глубокой отрицательной обратной связью (например, ламповый усилитель), то измерение СКГ на одной частоте вполне может оказаться приемлемым.

Электронная лампа является нелинейным элементам и вносит нелинейные искажения, поскольку ее проходная характеристика нелинейна. Эту нелинейность можно считать одинаковой на всех звуковых частотах, поскольку у подавляющего большинства электронных ламп частотная зависимость их характеристик наступает лишь в области достаточно высоких радиочастот. Исходя из этого свойства ламп, для оценки нелинейных искажений усилителя методом измерения уровня высших гармоник при испытании гармоническим колебанием, в первом приближении достаточно одного измерения на произвольной частоте испытательного гармонического колебания, не забывая, конечно, о том, чтобы по крайней мере третья гармоника этого колебания укладывалась в пределы верхней частоты воспроизводимого усилителем диапазона. Казалось бы удобно выбрать для испытаний, например совсем невысокую частоту 50 Гц или 60 Гц, исходя из удобства измерений, поскольку на эти «промышленные» частоты имеются цифровые вольтметры с точностью измерений 0,1 дБ. Однако, на этих частотах в исследуемый усилитель поступает множество помех через питающую электросеть, что вызовет ложные показания измерительных приборов. Также возможны биения между частотой питающей сети и частотой измерительного генератора. Следовательно, необходимо увеличивать поверочную частоту для того, чтобы устранить помехи от частоты сети электроснабжения и ее гармоник.

Как уже говорилось выше, не следует использовать и высокие частоты, иначе высшие гармоники, уровень которых как раз и характеризует искомые нелинейные искажения, попадут на область спада амплитудно-частотной характеристики усилителя, что даст заведомо ложный излишне хороший результат измерения.

Некоторым общепринятым компромиссом между этими двумя противоречиями является частота 1 кГц. В единицах октав 1 кГц находится в середине диапазона звуковых частот. Эта частота отнесена достаточно далеко от помехи промышленной частоты переменного тока, и в то же время, ее высшие гармоники укладываются в диапазон частот, воспроизводимый большинством усилителей звуковой частоты, что позволяет избежать ошибок в измерениях.

Continue reading
533 Hits

Принципы измерения нелинейных искажений

Оценка уровня нелинейных искажений, создаваемых устройством, может быть осуществлена двумя основными способами:

1) вычисление по специальным формулам, пользуясь экспериментально полученным графиком передаточной характеристики устройства. Способ основан на том, что у любого нелинейного устройства график передаточной характеристики отличен от прямой линии. Однако, с практической точки зрения — это не лучший способ, поскольку он обладает значительной погрешностью, что может оказаться критичным при испытаниях высококачественной аппаратуры;

2) гораздо более точный способ заключается в нахождении уровней дополнительных спектральных составляющих, возникающих на выходе нелинейного устройства и отсутствующих на его входе. Как уже упоминалось выше, при прохождении сигнала через нелинейное устройство, на выходе возникают дополнительные спектральные составляющие, что и обуславливает эффективность рассматриваемого способа измерений.

Наиболее простая разновидность второго способа испытания — это подать на исследуемое устройство простую синусоидальное колебание. На выходе линейного устройства, при этом также должно наблюдаться единственное синусоидальное колебание. Однако, если устройство нелинейное, (то есть создает нелинейные искажения), на выходе будут возникать также колебания на частотах, кратных исходному синусоидальному колебанию, — то есть высшие гармоники. Эта разновидность измерения очень широко распространена, поскольку довольно легко разделить на выходе устройства исходное синусоидальное колебание и высшие гармоники, которые могут быть измерены индивидуально или все вместе как суммарный коэффициент гармоник (СКГ).

Более сложная разновидность спектрального способа оценки нелинейных искажений заключается в том, что на устройство подаются два синусоидальных колебания на близких частотах. На выходе линейного устройства, как и в предыдущем случае, на выходе должны наблюдаться только исходные колебания, поступающие на вход. На входе же нелинейного устройства, кроме рассмотренных выше высших гармоник (составляющих на частотах кратных исходным колебаниям), также будут возникать продукты интермодуляции на комбинационных частотах. Независимо от степени нелинейности устройства, на его выходе всегда будут присутствовать комбинационные составляющие второго порядка. Частоты этих колебаний равны суме и разности частот исходных колебаний. Также, при определенных видах нелинейности, на выходе устройства могут возникать комбинационные составляющие третьего и более высоких порядков. Комбинационные составляющие третьего порядка возникают на частотах, отстоящих от частот исходных колебаний на величину разности частот этих исходных колебаний. Например, если частоты исходных гармонических колебаний составляют 3 кГц и 5 кГц, то комбинационные составляющие второго порядка возникнут на частотах 2 кГц (разностная) и 8 кГц (суммарная), комбинационные составляющие третьего порядка возникнут на частотах 1 кГц и 7 кГц, а высшие гармоники на частотах 6 кГц, 9 кГц, 10 кГц, 12 кГц, 15 кГц. При таком измерении подлежат оценке уровни всех нерабочих составляющих (как комбинационных, так и высших гармоник).

Рассмотренный метод измерения часто называется двухтоновым методом и наиболее распространен в радиочастотной технике. В технике звуковых частот часто ограничиваются лишь измерением уровней высших гармоник, поскольку их легче выделить при измерениях. Что же касательно радиочастотной аппаратуры, то там измерения упрощаются, вследствие возможности построения высокодобротных колебательных систем, использующихся для разделения составляющих а близкорасположенных частотах. В этом смысле значительно облегчает измерения применение спектроанализаторов, что делает легко осуществимой оценку различных комбинационных составляющих на любых частотах, однако хороший анализатор спектра — очень дорогостоящий прибор

Также всегда важно помнить, что измерение только уровней высших гармоник не является менее точным, чем измерение только уровней комбинационных составляющих или наоборот. Обе разновидности измерений просто различно отображают один и тот же вид нелинейности передаточной характеристики устройства. Что является равно важным — это как выполняются измерения и как интерпретируются результаты.

Continue reading
613 Hits

Классификация искажений. Принципы оценки линейных искажений

Выходной сигнал любого реального усилителя всегда несколько отличается от усиливаемого оригинала. Связано это с неидеальностью усилителя, и конкретно — с наличием в нем искажений. Все существующие в усилителях искажения усиливаемого сигнала можно разделить на две большие группы — линейные и нелинейные искажения.

Линейные искажения не нарушают амплитудных соотношений в усиливаемом сигнале. На рис. 4.1а. показаны амплитудные характеристики (то есть зависимости выходного напряжения от входного) идеальных усилителей с различными коэффициентами усиления. При наличии в усилителе линейных искажений сигнала, амплитудная характеристика не претерпевает никаких искажений. Тем не менее, линейные искажения, разумеется, искажают усиливаемый сигнал. Эти искажения связаны с неравномерностью амплитудно-частотной характеристики усилителя и нелинейности его фазо-частотной характеристики. В связи с этим, линейные искажения часто называют частотными. Главным признаком линейных искажений является то, что они не вызывают появления в спектре выходного сигнала новых составляющих. В результате влияния линейных искажений, могут лишь изменяться уровни его отдельных спектральных (частотных) составляющих.

Передаточные характеристики и производимые ими искажения

Рис. 4.1 Передаточные характеристики и производимые ими искажения

Поскольку линейные искажения обычно вызывают нарушения амплитудно-частотной характеристики — как правило, их величина определяется именно способом исследования этой характеристики усилителя. Тем не менее, как уже было сказано выше, линейные искажения могут вызываться и нарушением линейности фазо-частотной характеристики усилителя, что проявляется в неодинаковости времени распространения различных частотных составляющих усиливаемого сигнала. Громкоговоритель с системой разделения спектра звукового сигнала и аналоговые магнитофоны хорошо демонстрируют это явление.

Неплохим способом выявления заметных линейных искажений в усилителе, является подача на его вход импульсов прямоугольной формы и наблюдение формы выходного сигнала при помощи осциллографа. Передний фронт сигнала прямоугольной формы очень чувствителен как к нарушениям равномерности амплитудно-частотной характеристики, так и к нарушениям линейности фазо-частотной характеристики. В случае заметных линейных искажений, форма прямоугольных импульсов на выходе усилителя будет существенно нарушена, что легко видно на экране осциллографа. Такой простой тест в какой-то степени является альтернативой необходимости исследования амплитудно-частотной и фазо-частотной характеристик усилителя.

В отличие от линейных, нелинейные искажения вызывают нарушение линейности амплитудной характеристики усилителя. Примеры нелинейных амплитудных характеристик усилителей показаны на рис. 4.1 б, в, г. Искажения амплитудной характеристики усилителя приводят к существенным искажениям амплитудных соотношений в усиливаемом сигнале и могут вызывать значительные изменения его формы. В отличие от линейных искажений, нелинейные искажения всегда приводят к появлению в выходном сигнале дополнительных спектральных (частотных) составляющих, отсутствующих во входном сигнале. Если линейные искажения изменяют основном окраску звука, то проявление нелинейных искажений еще более пагубно, поскольку они приводят к существенным изменениям усиливаемого сигнала.

Поскольку, нелинейные искажения проявляются в появлении в выходном сигнале новых спектральных составляющих, многие методики оценки этих искажений заключаются в оценки уровней этих составляющих. Также существуют методики измерений, основанные на оценке кривизны амплитудной характеристики усилителя.

Continue reading
954 Hits

Амплитрон и карматрон

Представители приборов М-типа, сочетающие в известной степени принципы работы магнетрона и ЛОВМ,— амплитрон и карматрон. В отличие от ЛОВМ они имеют такой же накаленный цилиндрический катод, как и магнетрон.

Усилительный прибор амплитрон показан схематически на рис. 25.20. Он имеет замедляющую систему в виде цепочки резонаторов, но в отличие от магнетрона эта цепочка разомкнута и в анодном блоке образованы вход и выход. Чтобы устранить возможность самовозбуждения колебаний π-вида (как в магнетроне), в амплитроне делают обычно нечетное число резонаторов. Так же, как и в магнетроне, возникает замкнутое вращающееся электронное «облачко», которое взаимодействует с движущейся навстречу электромагнитной волной. При передаче энергии электронов этой волне происходит усиление колебаний.

Принцип устройства цилиндрической ЛБВ М-типа

Рис. 25.19. Принцип устройства цилиндрической ЛБВ М-типа

Принцип устройства амплитрона

Рис. 25.20. Принцип устройства амплитрона

Амплитроны применяются в качестве усилителей сравнительно мощных сигналов; КПД амплитронов не менее 55%, а в мощных и сверхмощных приборах достигает 85%. В непрерывном режиме амплитроны дают выходную мощность до 500 кВт, а в импульсном — 10 МВт и даже больше. Коэффициент усиления — десятки. Относительная ширина полосы частот 5 — 10%. Анодное напряжение — единицы или десятки киловольт, а ток анода — десятки ампер.

Карматрон — прибор, предназначенный для генерации колебаний. Он имеет такое же устройство, как и амплитрон, но вместо входа — согласованную нагрузку. Выходная мощность и КПД такие же, как у амплитронов.

Для генерации более стабильных по частоте колебаний используют амплитрон в сочетании с высокодобротным внешним резонатором, включенным на вход амплитрона, и некоторыми дополнительными приборами. Получающееся при этом более сложное устройство названо стабилотроном. В нем генерируются колебания с высокой стабильностью частоты, причем возможна перестройка частоты примерно на 10%.

Мы познакомились с важнейшими типами электронных приборов СВЧ. Кроме них разработаны многие другие приборы, имеющие пока не такое широкое применение.

Continue reading
834 Hits

Лампы бегущей и обратной волны

Недостатки, свойственные усилительному клистрону, в значительной степени устраняются в лампе бегущей волны (ЛБВ) и лампе обратной волны (ЛОВ).

Усиление и КПД в ЛБВ могут быть значительно выше, чем в клистроне. Это объясняется тем, что электронный поток в ЛБВ взаимодействует с переменным электрическим полем на большом участке пути и отдает значительную часть энергии на усиление колебаний. Электронный поток в ЛБВ гораздо слабее чем в клистроне, и поэтому уровень шумов сравнительно невелик. Полоса пропускаемых частот может быть широкой, так как в самой ЛБВ нет колебательных систем. Коэффициент перекрытия по частоте составляет 2 — 4. Ширина полосы ограничивается не лампой, а дополнительными устройствами, служащими для связи лампы с внешними цепями. Лампы для частот в тысячи мегагерц имеют полосу в сотни мегагерц, что вполне достаточно для радиолокации и всех видов современной радиосвязи.

Устройство ЛБВ О-типа показано схематически на рис. 25.15. В левой части удлиненного баллона помещен электронный прожектор с подогревным катодом К, фокусирующим электродом ФЭ и анодом А. Электронный луч, созданный прожектором, проходит далее внутри замедляющей системы (например, в виде проволочной спирали), выполняющей роль внутреннего провода коаксиальной линии. Наружным проводом служит металлическая трубка Т. Спираль укреплена на специальных изоляторах (для упрощения они не показаны). Фокусирующая катушка ФК, питаемая постоянным током, служит для сжатия электронного луча по всей его длине, чтобы предотвратить увеличение поперечных размеров луча из-за взаимного отталкивания электронов. Вместо катушки для фокусировки могут быть применены также постоянные магниты. Так как магнитные фокусирующие системы громоздки, то в последнее время разработаны электростатические способы фокусировки электронного луча в ЛБВ, т. е. фокусировка электрическим полем.

Усиливаемые колебания подводят к ЛБВ с помощью входного волновода В1 в котором помещен приемный штырек Ш1представляющий собой начало спирали. На конце спирали имеется штырек Ш2возбуждающий колебания в выходном волноводе В2.Плунжеры П1и П2 служат для согласования волноводов со спиралью, т. е. для того, чтобы вдоль спирали распространялась бегущая волна. Электронный луч, пройдя сквозь спираль, попадает на коллектор К´. Спираль электрически соединена с коллектором. В ЛБВ для частот до 4000 МГц связь спирали с внешними цепями осуществляют посредством коаксиальных линий, так как волноводы для этих частот слишком громоздки.

Спираль конструируется обычно так, что фазовая скорость волны вдоль оси спирали υф ≈ 0,1с = 0,1 · 300 000 = 30 000 км/с. Обычно в спирали десятки или сотни витков. Для сантиметровых волн длина спирали может быть 10—30 см, а ее диаметр несколько миллиметров.

Принцип устройства ЛБВ О-типа

Рис. 25.15. Принцип устройства ЛБВ О-типа

Электрическое поле бегущей волны внутри спирали

Рис. 25.16. Электрическое поле бегущей волны внутри спирали

На рис. 25.16 показана картина электрического поля внутри спирали для случая, когда длина волны соответствует шести виткам. Сама спираль изображена в разрезе. Знаками «плюс» и «минус» показано распределение потенциалов на проводе спирали, причем жирные знаки соответствуют более высокому потенциалу. Изображено поле в какой-то определенный момент времени. Так как волна бежит по спирали, то поле вращается вокруг ее оси и перемещается вдоль этой оси со скоростью υф. Существует, конечно, еще электрическое поле между спиралью и внешней металлической трубкой, не показанное на рисунке, но оно не взаимодействует с электронным лучом. Вокруг витков спирали есть также переменное магнитное поле, но между ним и электронами также нет энергетического взаимодействия.

Скорость электронов, попадающих в спираль, должна быть немного больше υф, т.е. она тоже примерно 0,1с. Это достигается тем, что напряжение анода устанавливается несколько большим 2500 В. В результате взаимодействия электронного луча с электрическим полем бегущей волны происходит модуляция электронов по скорости и группирование их в сгустки. Иначе говоря, плотность луча становится неравномерной и в нем появляются участки большей плотности, отделенные друг от друга разреженными участками.

Рассматривая рис. 25.16, нетрудно заметить, что участок АБ спирали (на протяжении одной полуволны) создает для электронов тормозящее поле, а участок БВ (на протяжении другой полуволны) — ускоряющее поле. Вдоль спирали чередуются участки ускоряющего и тормозящего поля. Если в начале спирали в данный момент времени оказывается участок тормозящего поля, то электроны в нем тормозятся и далее продолжают двигаться в пределах того же участка к концу спирали, группируясь в более плотные сгустки. Постепенно уменьшая скорость, они все время отдают энергию полю, усиливая бегущую волну. Если же электроны в начале спирали влетают в участок ускоряющего поля, то они увеличивают свою скорость и, обгоняя поле, постепенно переходят в следующий участок, где поле тормозящее. Хотя эти электроны, попав сначала в ускоряющее поле, отнимут от бегущей волны некоторую энергию, далее они возвращают ее волне, так как переходят на участок тормозящего поля.

Таким образом, на участках тормозящего поля образуются электронные сгустки, отдающие все время энергию волне. Поэтому на протяжении всей спирали электроны отдают бегущей волне значительную энергию. Амплитуды тока и напряжения бегущей волны по мере ее перемещения к концу спирали увеличиваются. При этом усиливается ускоряющее и тормозящее поле волны, а значит, и эффект группирования электронов. Но тогда увеличивается и отдача энергии электронами. В результате такого постепенно усиливающегося процесса на выходе получаются значительно усиленные колебания. Энергию, отдаваемую бегущей волне, сами электроны получают от источника анодного питания.

При большом усилении и неполном согласовании спирали с волноводами появляется волна, отраженная от выходного конца спирали. Дойдя до входного конца, такая волна снова отражается, усиливается, затем опять отражается от выходного конца и т. д. В результате возникает самовозбуждение, т.е. ЛБВ начинает генерировать собственные колебания, что недопустимо при усилении. Для устранения этого явления часть спирали в начале или середине делают из провода высокого сопротивления, чтобы поглотить энергию отраженной волны. Часто для поглощения поверхность баллона или изоляторы, поддерживающие спираль, покрывают слоем графита.

В ЛБВ для наиболее коротких сантиметровых волн спираль заменяют замедляющими волноводными системами различного типа, так как трудно изготовить спираль очень малых размеров. Подобные замедляющие системы применяются также в мощных ЛБВ, так как спираль не может выдержать рассеяния в ней большой мощности. ЛБВ со спиральной замедляющей системой делают на выходные мощности до 1 кВт и частоты до 10 ГГц.

В настоящее время разработано много различных ЛБВ, применяемых в качестве входных, промежуточных и выходных широкополосных усилителей. Наличие гармоник в токе пучка позволяет использовать ЛБВ в умножителях частоты.

По выходной мощности ЛБВ различаются следующим образом. Малошумящие ЛБВ, в которых ток пучка составляет 100 — 200 мкА, имеют выходную мощность в тысячные или сотые доли ватта. В специальных приемных устройствах добиваются особенно малого уровня шумов, охлаждая ЛБВ до весьма низкой температуры. ЛБВ малой мощности (до 2 Вт) имеют ток пучка в единицы или десятки миллиампер. Коэффициент усиления у них достигает сотен тысяч. При средней (до 100 Вт) и большой (до 100 кВт) мощности усиление получается меньше тысячи, а ток пучка — от сотен миллиампер до единиц ампер. У сверхмощных ЛБВ полезная мощность составляет сотни киловатт. Напряжение питания — от сотен вольт для маломощных ЛБВ до десятков киловольт и выше — для мощных. КПД у мощных ЛБВ может быть до 40%. Многие ЛБВ используются в импульсном режиме и могут дать мощность в импульсе 10 МВт и более.

Для повышения КПД в ЛБВ применяют торможение электронов после замедляющей системы. Это достигается тем, что на коллектор подают меньшее постоянное напряжение, чем на замедляющую систему. Тогда уменьшается мощность, потребляемая от источника питания. Также для повышения КПД применяют группирование по принципу клистронного. Такие ЛБВ называются твистронами. В них клистронная система создает электронные сгустки, которые далее попадают в систему, аналогичную ЛБВ. Именно в этой последней получается усиленная выходная мощность. У твистронов КПД доходит до 50%, а ширина относительной полосы частот может быть до 15%. Выходная мощность в импульсном режиме у некоторых твистронов составляет десятки мегаватт.

Принцип устройства усилительной (а) и генераторной (б) ЛОВ О-типа

Рис. 25.17. Принцип устройства усилительной (а) и генераторной (б) ЛОВ О-типа

Принцип работы ЛБВ послужил основой для создания ламп обратной волны (ЛОВ), которые называли также карсинотронами. Эти лампы в отличие от ЛБВ используются главным образом для генерации колебаний, но могут работать и в усилительном режиме. В ЛОВ применяются такие же системы фокусировки и замедляющие системы, как в ЛБВ, но волна и электронный поток движутся навстречу друг другу. На рис. 25.17, а показана схематически (без фокусирующей системы) усилительная ЛОВ О-типа. Она имеет вход около коллектора и выход около катода. Несмотря на то что в подобной ЛОВ нет резонансных систем, она обладает резонансными свойствами. Усиление в такой лампе получается лишь в узкой полосе частот, причем положение этой полосы в диапазоне частот зависит от ускоряющего постоянного напряжения UИзменяя его, можно осуществить электронную перестройку. Значительно более широко применяются генераторные ЛОВ О-типа (рис. 25.17, б). В них около коллектора расположено не входное, а поглощающее устройство (затушевано), которое поглощает волну, отраженную от выходного конца замедляющей системы. Такая волна может появиться при неполном согласовании на выходе и ухудшает работу ЛОВ.

Первоначальные слабые колебания в генераторной ЛОВ возникают от флюктуации электронного потока, затем эти колебания усиливаются и начинается генерация. Следует заметить, что генерация может возникнуть и в усилительной ЛОВ, если ток пучка в ней превысит некоторое критическое значение. Частота колебаний, генерируемых ЛОВ, зависит от ускоряющего напряжения UПоэтому возможна электронная перестройка частоты с коэффициентом перекрытия до 2. В генераторных ЛОВ сантиметрового диапазона изменение частоты при перестройке составляет единицы мегагерц на один вольт ускоряющего напряжения. Выходная мощность генераторных ЛОВ бывает от десятков милливатт до единиц ватт, а КПД — несколько процентов. Ускоряющее напряжение — сотни или тысячи вольт, а ток пучка — от единиц до десятков миллиампер.

Разновидность генераторных ЛОВ — так называемые резонансные ЛОВ, в которых отсутствует поглотитель, а замедляющая система замкнута накоротко около коллектора и поэтому становится резонатором. В таких ЛОВ возможна не только электронная, но и механическая перестройка частоты. Резонансные ЛОВ обладают более высокой стабильностью частоты и более высоким КПД.

Рассмотренные выше магнетроны дают большую выходную мощность и обладают высоким КПД. Недостатки их — узкополосность, а также невозможность электронной перестройки частоты и усиления. А ЛБВ и ЛОВ О-типа, наоборот, широкополосны, в них возможна электронная перестройка частоты и усиление колебаний, но зато они имеют сравнительно малый КПД и во многих случаях небольшую выходную мощность. Поэтому были разработаны приборы, сочетающие в себе достоинства магнетронов и ламп бегущей или обратной волны.

Широкое применение получили ЛБВ и ЛОВ М-типа (ЛБВМ и ЛОВМ). На рис. 25.18 изображена схематически ЛБВМ плоской конструкции. Электроны, эмитированные накаленным катодом К, попадают в постоянное электрическое поле напряженностью Еусозданное напряжением управляющего электрода УЭ, и в постоянное магнитное поле с индукцией В, созданное внешней магнитной системой, не показанной на чертеже. Под действием этих двух полей электронный поток искривляет траекторию и движется к коллектору К´ в пространстве взаимодействия между замедляющей системой ЗС и «холодным» катодом ХК. Как видно, у ЛБВМ «холодный» катод находится в том месте, где в магнетронах расположен накаленный катод. Замедляющая система находится под постоянным положительным потенциалом относительно этого катода. Поэтому на электронный поток действует поперечное постоянное электрическое поле напряженностью Е и постоянное магнитное поле с индукцией В. Двигаясь в этих скрещенных полях, электронный поток передает часть энергии электромагнитной волне, распространяющейся от входа к выходу, т.е. происходит усиление. Для устранения возможности самовозбуждения в замедляющей системе находится поглотитель П.

Принцип устройства плоской ЛБВ М-типа

Рис. 25.18. Принцип устройства плоской ЛБВ М-типа

Коэффициент полезного действия ЛБВМ при большом входном сигнале может быть 50 — 70%, а коэффициент усиления доходит до сотен. В непрерывном режиме работы ЛБВМ имеет выходную мощность до нескольких киловатт, а у импульсных ЛБВМ она может составлять несколько мегаватт. В настоящее время ЛБВМ используются главным образом как мощные выходные усилители. Вариант устройства ЛБВМ цилиндрической конструкции показан схематически на рис. 25.19. На нем сохранены обозначения, бывшие на рис. 25.18.

Аналогично ЛБВМ устроены ЛОВМ, которые могут быть усилительными или генераторными. В этих лампах выход расположен вблизи накаленного катода. Электронный поток взаимодействует с волной, распространяющейся ему навстречу. Усилительные ЛОВМ имеют вход и выход, а в генераторных ЛОВМ имеется только выход и около коллектора помещен поглотитель. Выходная мощность генераторных ЛОВМ при непрерывной работе достигает нескольких десятков киловатт в дециметровом диапазоне и сотен ватт — в сантиметровом; КПД составляет 50 — 60%. Возможна электронная перестройка частоты путем изменения ускоряющего напряжения U.

Continue reading
952 Hits

Магнетрон

Магнетроны представляют собой важнейшие электронные приборы для генерации колебаний СВЧ большой мощности. Они применяются в передатчиках радиолокационных станций, в ускорителях заряженных частиц, для высокочастотного нагрева и в других случаях. В результате совместного действия электрического и магнитного полей на потоки электронов в магнетронах возникает генерация колебаний высокой частоты. В настоящее время широкое распространение получили многорезонаторные магнетроны, идея создания которых была выдвинута М. А. Бонч-Бруевичем, а первые образцы построены и испытаны Н. Ф. Алексеевым и Д. Е. Маляровым.

Устройство магнетрона

Рис. 25.6. Устройство магнетрона

Резонаторы магнетрона в виде четвертьволновых короткозамкнутых линий

Рис. 25.7. Резонаторы магнетрона в виде четвертьволновых короткозамкнутых линий

Магнитная связь между соседними резонаторами

Рис. 25.8. Магнитная связь между соседними резонаторами

Устройство магнетрона показано на рис. 25.6. Он представляет собой диод с анодом особой конструкции. Катод в большинстве случаев применяется оксидный подогревный с большой площадью поверхности. На торцах катода расположены диски, препятствующие движению электронов вдоль оси. Анод сделан в виде массивного медного блока. Вакуумное пространство между катодом и анодом называется пространством взаимодействия. В толще анода размещается четное число, например восемь, резонаторов, представляющих собой цилиндрические отверстия, соединенные щелью с пространством взаимодействия. Щель выполняет функцию конденсатора. На ее поверхностях образуются переменные электрические заряды, а в самой щели возникает электрическое поле. Индуктивностью резонатора служит цилиндрическая поверхность отверстия, которая эквивалентна одному витку. Большая площадь поверхности витка приводит к уменьшению активного сопротивления и индуктивности. Такой резонатор представляет собой нечто среднее между колебательной системой с сосредоточенными параметрами и четвертьволновой резонансной линией. В некоторых типах магнетронов резонаторы делают в виде щели глубиной в четверть волны (рис. 25.7).

Все резонаторы магнетрона сильно связаны друг с другом, вследствие того что переменный магнитный поток одного резонатора замыкается через соседние резонаторы (рис. 25.8). Кроме того, резонаторы соединяют друг с другом посредством проводов, называемых связками (см. рис. 25.6).

Наружная часть анода обычно делается в виде ребристого радиатора для лучшего охлаждения. Иногда его обдувают воздухом. С боковых сторон к аноду припаяны медные диски, образующие вместе с анодом баллон, необходимый для сохранения вакуума. Выводы от подогревателя проходят в стеклянных трубках, спаянных с анодом. Катод обычно подключен к одному из выводов подогревателя.

Для отбора энергии колебаний вводится в один из резонаторов виток связи, соединенный с коаксиальной линией. Ее вывод также проходит через стеклянную трубку. Благодаря сильной связи между резонаторами энергия отбирается от всех резонаторов. Вместо коаксиальной линии для вывода энергии на очень коротких волнах используется волновод, соединенный с резонатором через щель. Иногда также применяют коаксиально-волноводный вывод.

Магнетрон с внешней магнитной системой 1 — вывод СВЧ; 2 —радиатор; 3 — магнит; 4 — вывод подогревателя

Рис. 25.9. Магнетрон с внешней магнитной системой 1 — вывод СВЧ; 2 —радиатор; 3 — магнит; 4 — вывод подогревателя

Влияние магнитного поля на движение электронов в магнетроне

Рис. 25.10. Влияние магнитного поля на движение электронов в магнетроне

Вращающееся электронное «облачко» в магнетроне при отсутствии колебаний

Рис. 25.11. Вращающееся электронное «облачко» в магнетроне при отсутствии колебаний

Анод магнетрона имеет высокий положительный потенциал относительно катода. Так как анод служит корпусом магнетрона, то его обычно заземляют, а катод находится под высоким отрицательным потенциалом. Между анодом и катодом создается ускоряющее поле, силовые линии которого расположены радиально, как в диоде с цилиндрическими электродами. Вдоль оси магнетрона действует сильное постоянное магнитное поле, созданное магнитом, между полюсами которого располагается магнетрон. Один из вариантов магнитной системы показан на рис. 25.9. В так называемых пакетированных магнетронах постоянные магниты входят в конструкцию самого магнетрона.

Рассмотрим сначала движение электронов в магнетроне, предполагая, что колебаний в резонаторах нет. Для упрощения изобразим анод без щелей (рис. 25.10). Под влиянием ускоряющего электрического поля электроны стремятся лететь по силовым линиям, т. е. по радиусам, к аноду. Но как только они набирают некоторую скорость, постоянное магнитное поле, действующее перпендикулярно электрическому полю, начинает искривлять их траектории. Так как скорость электронов постепенно нарастает, то радиус этого искривления постепенно увеличивается. Поэтому траектория электронов будет сложной кривой. На рисунке показаны траектории электрона, вылетевшего из катода с ничтожно малой начальной скоростью, для разных значений магнитной индукции В. Анодное напряжение при этом одно и то же.

Если В = 0, то электрон летит по радиусу 1. При магнитной индукции, меньшей некоторого критического значения Вкр, электрон попадает на анод по криволинейной траектории 2. Критическая магнитная индукция Вкр соответствует более искривленной траектории 3. В этом случае электрон пролетает у поверхности анода, почти касаясь ее, и возвращается на катод. Наконец, если В > Вкр, то электрон еще круче поворачивает обратно где-то в промежутке между анодом и катодом (кривая 4)и возвращается на катод.

Магнетроны работают при магнитной индукции, несколько большей критической. Поэтому электроны при отсутствии колебаний пролетают близко к поверхности анода, но на различных расстояниях от нее, так как при вылете из катода они имеют различную начальную скорость. Поскольку движется очень большое число электронов, то можно сказать, что вокруг катода вращается электронный объемный заряд в виде кольца — электронное «облачко» (рис. 25.11). Конечно, электроны не находятся в нем постоянно. Ранее вылетевшие электроны возвращаются на катод, а на их место из катода вылетают новые электроны. Скорость вращения электронного «облачка» зависит от анодного напряжения, с увеличением которого электроны пролетают около анода с большей скоростью. Чтобы электроны не попадали на анод, необходимо увеличивать при этом и магнитную индукцию.

Вращающийся электронный объемный заряд, образованный совместным действием постоянных электрического и магнитного полей, взаимодействует с переменными электрическими полями резонаторов и поддерживает в них колебания. Процесс взаимодействия весьма сложен, поэтому он будет рассмотрен лишь приближенно.

Прежде всего выясним вопрос о возникновении колебаний в резонаторах. Так как все резонаторы сильно связаны друг с другом, то они представляют собой сложную колебательную систему, имеющую несколько собственных частот. Когда электронный поток впервые начинает вращаться около щелей резонаторов (например, при включении анодного напряжения), то в резонаторах появляются импульсы наведенного тока и возникают затухающие колебания. Они могут иметь разную частоту и фазу. Например, если система симметрична, то в резонаторах должны возникнуть колебания, совпадающие по фазе. Однако полной симметрии быть не может. Поэтому возникают и другие колебания с фазовым сдвигом между собой.

Основной тип колебаний, дающий наибольшую полезную мощность и наиболее высокий КПД,— колебания в соседних резонаторах с фазовым сдвигом 180° (колебания π-вида). На рис. 25.12 изображены силовые линии переменных электрических полей для таких колебаний и знаки переменных потенциалов на сегментах анода, а также направления токов, протекающих по поверхности резонаторов. Так как роль постоянного электрического поля, ускоряющего электроны и дающего им кинетическую энергию, известна, то для упрощения это поле не показано.

Для противофазных колебаний очень сильна индуктивная связь между резонаторами, за счет того что магнитный поток из одного резонатора переходит в соседние резонаторы (см. рис. 25.8). Магнетроны, как правило, работают с этим типом колебаний, и приняты меры для того, чтобы такие колебания возбуждались как можно легче. С этой целью применяют связки, т. е. соединяют проводами через один сегменты анода, имеющие переменные потенциалы одного знака. Возникающие колебания других типов обычно быстро затухают.

Путь «вредного» (А) и «полезного» (Б) электрона в магнетроне при колебаниях в резонаторах

Рис. 25.12. Путь «вредного» (А) и «полезного» (Б) электрона в магнетроне при колебаниях в резонаторах

Взаимодействие электронов с переменным электрическим полем таково, что при правильном режиме электронный поток отдает полю больше энергии, чем отбирает от него. Это именно и нужно для превращения возникших в резонаторах колебаний в незатухающие. Передаче энергии от электронного потока в резонаторы способствуют следующие явления.

Прежде всего переменное электрическое поле как бы сортирует электроны на «полезные» и «вредные», причем «вредные» электроны быстро удаляются из пространства взаимодействия, возвращаясь на катод. Рассмотрим этот процесс.

Для электронов, движущихся по часовой стрелке (рис. 25.12), электрические поля резонаторов 1, 3, ...— ускоряющие, а поля резонаторов 24, ... — тормозящие. Через полпериода эти поля поменяются местами. На рисунке показаны траектории двух электронов. Электрон А попадает в ускоряющее поле и отбирает энергию от резонатора, т. е. представляет собой «вредный» электрон, но он пролетает далеко от щели резонатора и возвращается на катод. При наличии одного постоянного поля этот электрон летел бы по траектории, показанной штрихами. Но поле резонатора усиливает искривление пути электрона и увеличивает его энергию: он преодолевает действие постоянного поля и возвращается на катод. «Вредные» электроны бомбардируют катод и увеличивают его нагрев. С этим явлением в магнетронах приходится считаться. Для того чтобы не было перекала катода, во время работы магнетрона обычно уменьшают напряжение накала. Кроме того, поверхность катода необходимо делать более прочной, чтобы предотвратить ее разрушение ударами электронов.

Более сложным оказывается путь «полезного» электрона Б, попавшего в тормозящее переменное поле резонатора 2. Такой электрон отдает часть своей энергии резонатору и уже не имеет энергии, достаточной для того, чтобы вернуться на катод. Он теряет полностью свою энергию в какой-то точке пространства взаимодействия, не долетев до катода, а затем снова ускоренно летит к аноду, и одновременно траектория его искривляется под действием магнитного поля.

Если в магнетроне правильно подобрано анодное напряжение и магнитная индукция, то время пролета «полезного» электрона от одной щели до другой составляет полпериода. Такой электрон, приблизившись к щели резонатора 3, опять окажется в тормозящем переменном поле, так как через полпериода у этого резонатора ускоряющее поле изменится на тормозящее. Следовательно, электрон снова отдаст часть энергии резонатору и проделает еще меньший путь по направлению к катоду. В конце концов, израсходовав значительную часть энергии, электрон попадает на анод. Рассмотренная траектория «полезного» электрона, конечно, только приближенная.

«Полезные» электроны отдают резонаторам больше энергии, чем отнимают ее от резонаторов «вредные» электроны. Действительно, «вредный» электрон отнимает энергию только у одного резонатора, причем этот электрон пролетает довольно далеко от щели, т. е. в слабом переменном поле. Он отнимает небольшую энергию. А «полезный» электрон отдает энергию двум резонаторам и пролетает ближе к их щелям, т. е. в более сильном переменном поле.

Передаче энергии от электронов к резонаторам способствует модуляция электронного потока, напоминающая модуляцию в двухрезонаторном клистроне. Каждый предыдущий резонатор в магнетроне служит модулятором для вращающегося электронного облака, а каждый следующий резонатор — уловителем. Однако процесс модуляции здесь сложнее, чем в клистроне. В двухрезонаторном клистроне электронный поток, движущийся поступательно, подвергается скоростной модуляции и разбивается на отдельные сгустки (группируется). Последний процесс совершается в пространстве дрейфа, где нет электрического и магнитного поля.

Вращающееся электронное «облачко» в магнетроне при колебаниях в резонаторах

Рис. 25.13. Вращающееся электронное «облачко» в магнетроне при колебаниях в резонаторах

В магнетроне вращающийся электронный поток также подвергается действию переменного электрического поля данного резонатора и за счет этого осуществляется модуляция скорости электронов. Но это поле не однородное, как в клистроне. Поэтому оно меняет не только скорость, но и траекторию движения электронов. Процесс усложняется тем, что происходит в радиальном постоянном электрическом поле, которое изменяет скорость электронов и совместно с постоянным магнитным полем влияет на их траекторию.

В результате скоростной модуляции и изменения траекторий электронов вращающееся электронное «облачко» из кольцевого превращается в зубчатое. Оно напоминает колесо со спицами, но без обода (рис. 25.13). Число электронных «спиц» равно половине числа резонаторов. Конечно, резких переходов от этих «спиц» к промежуткам между ними нет. «Спица» представляет собой сгущение электронного потока в результате скоростной модуляции и из-за различных траекторий «полезных» и «вредных» электронов. А между сгущениями имеются более разреженные области.

Электронное «облачко» при правильном режиме магнетрона вращается с такой скоростью, что «спицы» проходят мимо щелей в тот момент, когда там существует тормозящее поле. Промежутки между «спицами», наоборот, проходят через ускоряющие поля. В итоге происходит отдача электронным «облачком» энергии резонаторам и потеря энергии на разогрев катода и анода от электронной бомбардировки. Вся эта энергия потребляется от анодного источника.

Существует следующая зависимость между числом резонаторов Nмагнитной индукцией В и частотой генерируемых колебаний f:

NB = af,(25.2)

где а — коэффициент, зависящий от конструкции.

А магнитная индукция связана с анодным напряжением формулой

В = bUа,(25.3)

где b— постоянная величина.

Из формул видно, что для более высоких частот нужно иметь больше резонаторов или увеличивать магнитную индукцию и анодное напряжение.

Обычно магнитная индукция составляет от 0,1 до 0,5 Тл. Для импульсной работы в дециметровом диапазоне магнетроны строят на мощность в десятки тысяч киловатт, а в сантиметровом — в тысячи киловатт. В самых мощных магнетронах анодное напряжение в импульсе достигает десятков киловольт, а анодный ток — сотен ампер. Магнетроны для непрерывного режима имеют мощность в десятки киловатт на дециметровых волнах и в единицы киловатт — на сантиметровых. В мощных магнетронах применяется принудительное, воздушное или водяное охлаждение; КПД мощных магнетронов может быть 70 % и даже выше при работе в дециметровом диапазоне, в сантиметровом диапазоне 30 — 60%.

Помимо магнетронов на фиксированную частоту делают настраиваемые магнетроны, в которых изменяется собственная частота резонаторов. С этой целью для получения более коротких волн вводят в резонаторы медные цилиндры, которые уменьшают индуктивность, а для получения более длинных волн — металлические пластинки, увеличивающие емкость. Такие методы дают изменение частоты не более чем на 10—15%. Выполнение подобных устройств представляет известные трудности, так как находятся эти устройства в вакууме, а управляться должны извне.

Принцип устройства коаксиального магнетрона

Рис. 25.14. Принцип устройства коаксиального магнетрона

Электронная перестройка частоты магнетрона основана на том, что эта частота зависит от анодного тока. Изменение анодного тока на 1 А может дать изменение частоты до нескольких десятков мегагерц. Но в обычных магнетронах такая электронная настройка не получила широкого применения.

Однако существует особый тип магнетронов — магнетроны, настраиваемые напряжением (митроны), в которых, изменяя анодное напряжение и соответственно анодный ток, можно получить даже двукратное изменение частоты. Конструкция их несколько отличается от конструкции обычных магнетронов. Особенность этих магнетронов в том, что анодный ток у них ограничен за счет ослабления эмиссии катода (недокала катода) и имеется внешний резонатор с низкой добротностью, т. е. с широкой полосой частот. В непрерывном режиме работы при изменении частоты в два раза эти магнетроны дают выходную мощность в единицы ватт. А при меньших изменениях частоты (5 — 20%) они могут давать мощность в десятки ватт.

Обычные магнетроны не обладают достаточно высокой стабильностью частоты и фазы. Значительно более стабильные колебания π-вида могут быть получены в так называемых коаксиальных магнетронах (рис. 25.14). В таких магнетронах снаружи анодного блока расположен объемный резонатор высокой добротности. Этот внешний резонатор имеет собственную частоту, равную частоте колебаний π -вида магнетрона, и связан с резонаторами анода посредством щелей, которые сделаны не в каждом резонаторе, а через один. В этом случае во всех резонаторах, связанных с внешним, получаются колебания с одинаковой фазой, а в соседних резонаторах колебания будут противофазными.

Для наиболее коротких сантиметровых волн удобен обращенный коаксиальный магнетрон, у которого катод и анод переставлены местами. Катод выполнен в виде наружного цилиндра, и с его внутренней поверхности эмитируются электроны. Анод с резонаторами расположен внутри катода. А внутри анода находится высокодобротный объемный резонатор, служащий для стабилизации колебаний и связанный щелями с резонаторами анодного блока.

К новым типам магнетронных приборов относится ниготрон, который предложил академик П. Л. Капица. Ниготрон представляет собой цилиндрический объемный резонатор, вдоль оси которого действует постоянное магнитное поле. Внутри этого резонатора расположены коаксиально катод и анод, причем каждый из них сделан в виде системы сегментов. Высокая добротность основного резонатора обеспечивает необходимую стабильность частоты колебаний. На дециметровых волнах при непрерывном режиме работы ниготрон может давать выходную мощность 100 кВт и даже более при КПД до 50%.

Continue reading
839 Hits

Отражательный клистрон

Схема включения отражательного (однорезонаторного) клистрона, изобретенного советским ученым В. Ф. Коваленко, показана на рис. 25.3, аВ нем один объемный резонатор служит одновременно модулятором и уловителем. На резонатор подано высокое постоянное напряжение Upдля ускорения электронов. За резонатором находится отражатель — электрод, имеющий отрицательное напряжение U0относительно катода. Для лучшей фокусировки электронного потока катод окружен цилиндром, который называют фокусирующим электродом и обычно соединяют с катодом. Энергия от резонатора отбирается с помощью витка связи и коаксиальной линии.

Поток электронов под действием ускоряющего поля влетает в резонатор и возбуждает в нем импульс наведенного тока. В резонаторе возникают колебания, создающие между его сетками переменное электрическое поле. Это поле модулирует электронный поток по скорости. Таким образом, электроны вылетают с различной скоростью из резонатора в пространство дрейфа (между резонатором и отражателем), в котором действует постоянное тормозящее поле. Электроны в этом поле тормозятся, останавливаются и ускоренно возвращаются в резонатор. Чем больше скорость электрона, тем дальше углубляется он в тормозящее поле и больше времени находится в этом поле. В результате электроны, пролетевшие через резонатор во время положительного полупериода и получившие от переменного электрического поля добавочную скорость, могут вернуться обратно в тот же момент, когда возвратятся электроны, пролетевшие через резонатор позднее, во время отрицательного полупериода, и получившие торможение от переменного поля.

Принцип устройства и работы отражательного клистрона

Рис. 25.3. Принцип устройства и работы отражательного клистрона

Это наглядно иллюстрируется следующим примером. Если бросить вверх друг за другом три одинаковых предмета, но первый с наибольшей скоростью, а третий — с наименьшей, то все они могут упасть обратно одновременно. Первый из них поднимется выше всех и будет в движении наибольшее время, а последний поднимется ниже всех и возвратится через наименьший промежуток времени.

Хотя модуляция скорости в отражательном клистроне происходит так же, как и в пролетном, но процесс группирования иной. На рис. 25.3, б показаны графики движения электронов в отражательном клистроне, поясняющие принцип группирования. Графики эти представляют собой не прямые, а кривые линии (параболы), так как движение каждого электрона неравномерно. Сначала электрон движется замедленно (до точки остановки), а затем ускоренно возвращается обратно. Электроны, вылетевшие в моменты времени t1t2и t3возвращаются в один и тот же момент, т. е. группируются в один плотный сгусток. Это же относится и к электронам, пролетающим через резонатор в промежуточные моменты времени от t1 до t3.

Электронный сгусток может вернуться в резонатор в различные моменты времени в зависимости от постоянных напряжений Upи U0При возврате в резонатор электронные сгустки отдают ему энергию только тогда, когда они попадают в тормозящее поле, т. е. когда на сетке отрицательный потенциал, а на сетке 2 — положительный (такое поле для прямого потока электронов будет ускоряющим). Больше всего энергии электроны отдают в том случае, если они возвращаются в момент, когда напряженность тормозящего поля в резонаторе максимальна. Когда же электронные сгустки возвращаются в резонатор в другие моменты времени, они отдают меньше энергии и мощность колебаний снижается. Если отдаваемая электронами энергия слишком мала, то колебания вообще не будут поддерживаться и затухнут. При возврате электронного сгустка в резонатор во время отрицательного полупериода колебаний, когда поле в резонаторе ускоряющее, электроны отбирают энергию от резонатора и колебания затухают еще быстрее.

Время пролета электронов в пространстве дрейфа tпр, т.е. промежуток времени от момента вылета электронов из резонатора в прямом направлении до момента их возврата в резонатор, принято указывать для среднего электрона (вылетевшего в момент t2),вокруг которого группируются остальные электроны. На рис. 25.3, бэто время равно 13/4Т. Увеличив по абсолютному значению отрицательное напряжение на отражателе, можно заставить электронный сгусток возвращаться в резонатор в момент t4, т. е. через промежуток времени, равный 3/4Т. И наоборот, если уменьшить по абсолютному значению напряжение отражателя, то электроны пройдут дальше в тормозящее поле и вернутся в резонатор позднее, например через промежуток времени 23/4Т. Во всех этих случаях электронные сгустки отдают резонатору наибольшую энергию, так как они попадают в наиболее сильное тормозящее поле. Таким образом, для получения в клистроне незатухающих колебаний наибольшей мощнбсти необходимо выполнить условие

tпр = (п + 3/4) Т или tпр = (n + 3/4)/f(25.1)

где п — любое целое число, включая нуль.

Различают несколько зон (или областей) генерации клистрона. Если п = 0 и tпр = 3/4Т, то зона генерации нулевая. При п = 1 и tпр =13/4Т клистрон работает в первой зоне генерации. Второй зоне соответствует п = 2 и tnp= 23/4Т и т. д. На рис. 25.4 показаны графики движения группирующихся электронов для первых трех зон генерации.

На время пролета электронов влияют следующие величины. Чем больше расстояние dмежду резонатором и отражателем, тем меньше напряженность тормозящего поля при одной и той же разности потенциалов Up — U0Но при более слабом поле электроны слабее тормозятся, пройдут дальше в глубь поля и вернутся позднее. Следовательно, при большем значении работа может происходить в зоне генерации с более высоким номером.

Движение электронов при работе отражательного клистрона в нулевой (а),   первой (б) и второй (в) зоне генерации

Рис. 25.4. Движение электронов при работе отражательного клистрона в нулевой (а), первой (б) и второй (в) зоне генерации

Зависимость мощности колебаний клистрона от напряжения отражателя

Рис. 25.5. Зависимость мощности колебаний клистрона от напряжения отражателя

Сильное влияние на время пролета оказывает напряжение отражателя, что также показано на рис. 25.4. С увеличением U0по абсолютному значению растет напряженность тормозящего поля Е = (UpU0)/dи клистрон будет работать в зоне генерации с более низким номером. Изменение мощности колебаний в резонаторе в зависимости от значения U0показано на рис. 25.5. Мощность колебаний обычно бывает наибольшей для какой-то одной зоны, где группирование электронов оказывается наилучшим (плотным). Для зон генерации с меньшими и большими номерами мощность меньше вследствие явлений, ухудшающих группирование. К ним относятся: взаимное отталкивание электронов, неодинаковость их начальных скоростей, неоднородность поля в пространстве дрейфа и около сеток, а также ряд других причин.

Постоянное напряжение на резонаторе Upгораздо слабее влияет на время пролета. Его изменение оказывает два противоположных действия, которые в известной степени компенсируют друг друга. Если, например, увеличить напряжение Upто скорость электронов возрастет и они должны глубже проникать в пространство дрейфа, т. е. время пролета должно увеличиться. Но при увеличении напряжения Upвозрастает напряженность тормозящего поля в пространстве дрейфа, электроны сильнее тормозятся и должны быстрее вернуться, т. е. время пролета должно уменьшиться.

Переход к зоне генерации с более высоким номером путем уменьшения по абсолютному значению отрицательного напряжения на отражателе в конце концов приводит к тому, что при U0 > 0 электроны попадают на отражатель и не возвращаются в резонатор.

У отражательных клистронов КПД не превышает 5%, а иногда бывает даже меньше 1%. Поэтому такие клистроны не делают для мощностей более одного ватта. Наибольшее распространение получили маломощные отражательные клистроны для гетеродинов приемников и измерительной аппаратуры. Полезная мощность у них обычно составляет сотые или десятые доли ватта.

Изменение частоты колебаний, генерируемых отражательным клистроном, осуществляют разными способами. Емкостная перестройка состоит в том, что с помощью специальных механических приспособлений изменяют расстояние, а следовательно, и емкость между сетками резонатора. Такой способ обычно применяют для клистронов с внутренним резонатором. При этом возможна перестройка по частоте на 5 — 10%. Путем перемещения металлического плунжера внутри внешнего резонатора частоту можно увеличить на 20%. Одновременно с перестройкой собственной частоты резонатора следует также изменить и режим питания, например напряжение отражателя, чтобы получить наивыгоднейшие условия самовозбуждения.

В небольших пределах частоту можно изменить также изменением напряжения отражателя. Такой способ называют электронной настройкой. Если увеличить по абсолютному значению отрицательное напряжение отражателя, то электронные сгустки возвращаются в резонатор несколько быстрее и частота колебаний возрастает. А при уменьшении напряжения U0по абсолютному значению электроны с запаздыванием возвращаются в резонатор и частота колебаний уменьшается. Можно привести следующую механическую аналогию электронной настройки. Пусть колебания маятника поддерживаются внешними толчками. Если эти толчки даются в моменты, когда маятник находится в крайнем положении, то частота колебаний равна собственной частоте маятника. Но можно подталкивать маятник несколько раньше, не давая ему дойти до амплитудного положения. В этом случае частота немного увеличится. Для уменьшения частоты надо давать толчки так, чтобы каждое колебание несколько затягивалось.

При изменении частоты колебаний методом электронной настройки полезная мощность уменьшается. Поэтому такую настройку принято ограничивать условием уменьшения полезной мощности не более чем на 50%. Обычно электронная настройка допускается на несколько десятков мегагерц в ту или другую сторону. На каждый вольт изменения напряжения отражателя получается изменение частоты на десятые доли процента рабочей частоты, т. е. на единицы мегагерц. В специальных клистронах электронной настройкой можно изменять частоту на 10—15%. Значительное влияние напряжения отражателя на выходную мощность и частоту генерируемых колебаний позволяет осуществлять амплитудную, частотную и импульсную модуляцию с помощью подачи на отражатель модулирующего напряжения.

Поскольку отражательные клистроны бывают только маломощными, то ускоряющее напряжение, подаваемое от источника питания, равно обычно 250 — 450 В и лишь в некоторых клистронах его увеличивают до 2500 В. Ток электронного пучка может достигать десятков миллиампер.

Сильное влияние питающих напряжений, особенно напряжения отражателя, на частоту заставляет во многих случаях применять стабилизированное питание клистрона.

Continue reading
1340 Hits

Пролетный клистрон

Идея создания пролетного клистрона была впервые высказана Д. А. Рожанским. Схема устройства и включения пролетного двухрезонаторного клистрона для усиления колебаний показана на рис. 25.1, а. Электронный поток от катода к аноду проходит через две пары сеток, представляющих собой части стенок объемных резонаторов P1 и Р(иногда вместо сеток делают просто отверстия в стенках резонаторов). Резонатор P1 служит входным контуром. К нему с помощью коаксиальной линии и витка связи подводятся усиливаемые колебаний с частотой f. Его сетки 1и 2 образуют модулятор (группирователь),в котором происходит модуляция скорости электронов. Резонатор Р2 служит выходным контуром. В нем получаются усиленные колебания. Их энергия отбирается с помощью витка связи и коаксиальной линии. Сетки 3 и образуют уловитель. На оба резонатора и на анод подано положительное напряжение Uрсоздающее между сеткой и катодом ускоряющее поле, под влиянием которого электроны влетают в модулятор со значительной скоростью v0.

Если в резонаторе Р1 происходят колебания, то между сетками и 2 создается переменное электрическое поле, которое действует на электронный поток и изменяет (модулирует) его скорость. В тот полупериод, когда на сетке 2 положительный, а на сетке отрицательный переменный потенциал, поле между сетками будет ускоряющим и электроны, пролетающие через модулятор, получат добавочную скорость ΔvВо время следующего полупериода на сетке 2 потенциал отрицательный, а на сетке — положительный, т. е. поле становится тормозящим для электронов, которые уменьшают свою скорость на ΔvТолько те электроны, которые пролетают через модулятор в момент, когда напряжение равно нулю, продолжают движение со скоростью v0.

Таким образом, в пространство между сетками 3 и 2, называемое пространством дрейфа (илиг пространством группирования), попадают электроны, имеющие разную скорость. В этом пространстве нет электрического поля, так как между сетками 3 и 2 нет разности потенциалов, и электроны летят по инерции с неизменными скоростями. Электроны, имеющие большую скорость, догоняют электроны, движущиеся с меньшей скоростью. В результате электронный поток разбивается на отдельные более плотные группы электронов — электронные сгустки. Можно сказать, что благодаря модуляции электронного потока по скорости в пространстве дрейфа происходит модуляция этого потока по плотности.

Принцип устройства и работы двухрезонаторного пролетного клистрона

Рис. 25.1. Принцип устройства и работы двухрезонаторного пролетного клистрона

Образование электронного сгустка можно показать графически. На рис. 25.1, б приведен график зависимости пути sот времени tдля электронов, пролетающих через модулятор в различные моменты времени, и график переменного, напряжения в резонаторе P1. Расстояние sотсчитывается от модулятора. Электроны движутся в пространстве дрейфа равномерно, и графики их движения будут прямые линии, наклон которых показывает скорость движения.

Рассмотрим движение трех электронов, пролетающих через модулятор в моменты времени t1t2и t3 Пусть электроны влетают в модулятор с одной и той же скоростью и время их пролета через модулятор много меньше периода. Тогда электрон, пролетающий через модулятор в момент t2будет лететь далее с прежней скоростью v0и график его движения — прямая линия с некоторым средним наклоном. График движения электрона, пролетающего через модулятор в момент t1, имеет меньший наклон, так как этот электрон тормозился в резонаторе и его скорость меньше. А электрон, соответствующий моменту t3, получит в резонаторе дополнительную скорость и его график пойдет круче. Все три прямые пересекаются в одной точке. Это значит, что все три электрона в этой точке своего пути группируются. Другие электроны, пролетающие через модулятор в промежуточные моменты времени, также придут в эту точку примерно в тот же момент. Что же касается электронов, пролетающих через модулятор раньше момента t1и позже момента t3, то, как показывают графики, они не группируются.

Таким образом, группируются в сгусток лишь электроны, пролетающие через модулятор во время одной половины периода. Хорошее «сгущение» возможно только в том случае, если глубина модуляции скорости электронов невелика, т. е. изменение скорости электронов под влиянием модулирующего переменного поля незначительно по сравнению со скоростью, которую они получили от постоянного ускоряющего напряжения. Поэтому переменное напряжение между сетками резонатора должно быть значительно меньше, чем постоянное напряжение UpГруппирование электронов в сгусток повторяется в течение одной половины каждого периода.

Постоянное напряжение Upподбирается так, чтобы электронный сгусток получился в уловителе, т. е. на расстоянии dот модулятора. Если напряжение Upвелико, то электронный сгусток получится на большем расстоянии (между уловителем и анодом), а при малом напряжении Upон будет слишком близко (в пространстве дрейфа). Отсюда следует, что ускоряющее напряжение Upдолжно быть вполне определенным и стабильным.

После точки наибольшего сгущения электронного потока электроны снова расходятся. Если продолжить графики движения электронов, то окажется, что группирование в сгусток снова повторится на расстоянии 3d, затем 5dи т.д. Однако это практически не используется, так как размеры прибора увеличивать невыгодно.

Итак, в уловитель поступают электронные сгустки, следующие друг за другом с частотой f Они создают в резонаторе Р2импульсы наведенного тока и возбуждают в нем колебания. Для получения максимальной амплитуды колебаний резонатор Р2должен быть настроен на частоту fна которую настроен и резонатор Р1 Подобно тому как в усилительном каскаде высокой частоты импульсы анодного тока проходят через анодный колебательный контур и создают в нем усиленные колебания, так и в клистроне электронный поток, состоящий из сгустков, создает в резонаторе Р2усиленные колебания. Усиление происходит за счет энергии источника постоянного напряжения Upкоторый создает ускоряющее поле. Электроны получают в этом поле большую энергию, и, благодаря тому что в резонаторе P1 происходит модуляция их скорости, они отдают часть этой энергии резонатору Р2.

Электронные сгустки пролетают через резонатор Р2 тогда, когда электрическое поле в нем тормозящее. Пролетевшие через резонатор Р2электроны попадают на анод и нагревают его. Часть электронов попадает и на сетки резонаторов. Если бы электронный поток не был модулированным, то он не поддерживал бы колебания в резонаторе Р2. Действительно, равномерный электронный поток в тот полупериод колебаний, когда поле в резонаторе ускоряющее, отбирает от резонатора энергию, а во время следующего полупериода отдает такое же количество энергии. В результате не происходит никакой отдачи энергии электронами резонатору.

Применим подобные же рассуждения к взаимодействию электронного потока с резонатором Р1В этот резонатор поступает равномерный электронный поток, который в один полупериод отнимает некоторую энергию от резонатора, а в следующий полупериод отдает такое же количество энергии обратно. За целый период энергия от резонатора не отбирается. Значит, нет потерь энергии на модуляцию скорости электронов.

Однако мы не учли инерции электронов. Хотя время их пролета через модулятор очень мало, но все же вследствие инерции электронов часть подводимой энергии расходуется на модуляцию. Чтобы этот расход был как можно меньше, увеличивают ускоряющее напряжение Upи уменьшают расстояние между сетками модулятора. Благодаря малым потерям энергии в резонаторе Р1 входное сопротивление этого резонатора и его добротность весьма велики.

Двухрезонаторный клистрон может усиливать мощность в десятки раз. Серьезный недостаток клистрона заключается в том, что его КПД, представляющий собой отношение полезной колебательной мощности в резонаторе Р2к мощности постоянного тока анодного источника, не выше 20%, хотя теоретическое предельное значение составляет 58%. Это объясняется следующими явлениями. Группируются электроны недостаточно плотно, так как они вылетают из катода с различной начальной скоростью и, пролетая через модулятор в один и тот же момент времени, имеют неодинаковую скорость. Между электронами действуют силы взаимного отталкивания. Вследствие инерции пролетающие через уловитель электроны отбирают часть колебательной энергии резонатора Р2.Некоторые электроны вообще не группируются в сгустки, т. е. не участвуют в полезной работе. В результате всего этого большая часть энергии бесполезно тратится на нагрев сеток и анода, так как все электроны в конечном счете с какой-то скоростью попадают на эти электроды.

Двухрезонаторные клистроны применяют для усиления в передатчиках СВЧ. Их полезная мощность в режиме непрерывной работы может составлять десятки киловатт, а в импульсном режиме — десятки мегаватт. При уменьшении длины волны мощность уменьшается.

Клистроны применяются и для умножения частоты. Электронный поток в уловителе представляет собой конвекционный ток несинусоидальной формы. При плотном группировании электронов этот ток можно приближенно считать состоящим из импульсов прямоугольной формы. Такой ток имеет резко выраженные высшие гармоники. Настраивая резонатор Р2на частоту той или иной гармоники, получают колебания умноженной частоты. Амплитуда гармоник с повышением их номера убывает медленно. Возможно умножение частоты в 10 раз и более.

Для усиления слабых сигналов в приемниках клистроны малопригодны, так как создают большие собственные шумы.

В настоящее время изготовляются главным образом пролетные многорезонаторные клистроны, которые сложнее двухрезонаторных по устройству, но обладают некоторыми преимуществами. У многорезонаторных клистронов первый резонатор служит входным, а последний выходным. Промежуточные резонаторы соединены только с положительным полюсом источника питания (рис. 25.2). Под действием пульсирующего электронного потока в них возникают колебания и создается переменное электрическое поле, которое дополнительно модулирует электронный поток и способствует группированию электронов. Поэтому в выходной резонатор попадают более плотные сгустки электронов. В результате КПД и коэффициент усиления мощности клистрона возрастают.

Принцип устройства многорезонаторного пролетного клистрона ФК —   фокусирующая катушка; ФЭ — фокусирующий электрод

Рис. 25.2. Принцип устройства многорезонаторного пролетного клистрона ФК — фокусирующая катушка; ФЭ — фокусирующий электрод

Современные пролетные клистроны различаются по режиму работы (импульсный или непрерывный), выходной мощности, типу и числу резонаторов, способам фокусировки электронного потока, ввода и вывода энергии СВЧ, перестройки частоты, охлаждения и по другим особенностям.

При импульсной работе частота следования импульсов обычно бывает от десятков до тысяч герц, а длительность импульса — от долей микросекунды до миллисекунд. Пролетные клистроны разделяются на маломощные, средней мощности, мощные и сверхмощные. Мощность в импульсе у них соответственно менее 10 кВт, от 10 кВт до 1 МВт, от 1 до 100 МВт и свыше 100 МВт. Для режима непрерывной работы мощности в 1000 раз меньше. Приведенные значения мощности относятся к пролетным клистронам дециметрового диапазона волн. На сантиметровом диапазоне они снижаются. Фокусировка электронного потока может быть электростатическая, электромагнитная (фокусирующей катушкой) или с помощью постоянных магнитов. Ввод и вывод энергии СВЧ делают коаксиальным, волноводным или комбинированным (коаксиально-волноводным). Резонаторы бывают внутренние, смонтированные в самом клистроне, и внешние. Наиболее распространены пролетные клистроны на фиксированную частоту, но изготовляются также и перестраиваемые клистроны с механической настройкой резонаторов на различные частоты. Однако такая перестройка сложна и позволяет изменять частоту не более чем на 15%. Охлаждение мощных пролетных клистронов бывает естественным или принудительным (воздухом или водой).

Коэффициент полезного действия многорезонаторных пролетных клистронов достигает 50%, но у многих типов он заметно меньше. А коэффициент усиления мощности у таких клистронов составляет иногда несколько десятков тысяч. Практически трудно получить усиление более чем в 106 раз. Для мощных клистронов, особенно импульсных, требуется напряжение питания в десятки и даже сотни киловольт.

Пролетные клистроны имеют очень узкую полосу частот пропускаемых колебаний, что объясняется наличием нескольких настроенных резонаторов. Обычно полоса частот не превышает нескольких мегагерц. Путем расстройки резонаторов возможно расширение полосы частот, но с неизбежным снижением усиления. Для увеличения выходной мощности делают многолучевые клистроны, в которых через поле одних и тех же резонаторов проходят параллельно несколько электронных потоков.

Пролетный клистрон можно превратить в генератор с самовозбуждением, если установить обратную связь между выходным и входным резонаторами, соединив их коаксиальной линией. Длина линии подбирается такой, чтобы получилась нужная фаза колебаний, подводимых обратно к входному резонатору. При этом электронные сгустки проходят через выходной резонатор за полупериоды, соответствующие тормозящему полю, и поддерживают колебания. А при противоположной фазе электронный поток будет отбирать энергию от выходного резонатора и колебания быстро затухнут. Иногда в двухрезонаторных клистронах с общей стенкой у резонаторов Р1и Р2создают дифракционную обратную связь с пймощью отверстия в этой стенке.

Однако пролетные клистроны сравнительно редко используются в качестве генераторов с самовозбуждением. А для маломощных генераторов (гетеродинов) более удобны отражательные клистроны, имеющие только один резонатор.

Continue reading
1149 Hits

Общие сведения

Существует много различных специальных приборов для СВЧ, работа которых основана на том, что электроны приобретают кинетическую энергию от постоянного электрического поля, созданного источником питания, и передают часть своей энергии электромагнитному полю СВЧ, так как тормозятся в этом поле.

Специальные электронные приборы СВЧ делятся на две группы: О-типа и М-типа. В приборах О-типа постоянное магнитное поле отсутствует или применяется только для фокусировки электронного потока. А для приборов М-типа характерно наличие так называемых скрещенных, т.е. взаимно перпендикулярных, постоянных электрического и магнитного полей. Именно совместное действие этих полей в значительной степени определяет траектории движения электронов. Передача энергии полю СВЧ в приборах также происходит за счет торможения электронов в этом поле.

Исторически первыми представителями приборов О-типа стали клистроны, широко, применяемые и в настоящее время. В клистронах значительное время пролета электронов не только не вредно, но и необходимо для нормальной работы прибора. Основные типы клистронов — пролетные (двух- и многорезонаторные),пригодные для генерации и усиления колебаний, и отражательные (однорезонаторные), работающие только в качестве генераторов. К приборам О-типа относятся также лампы бегущей волны (ЛБВ) и лампы обратной волны (ЛОВ). Однако существуют также ЛБВ и ЛОВ, относящиеся к приборам М-типа. А первым в истории прибором М-типа стал магнетрон. В последнее время разработаны новые приборы М-типа (амплитроны, стабилотроны и др.).

Continue reading
471 Hits

Основные типы электронных ламп для СВЧ

Электронные лампы для СВЧ конструируются так, чтобы межэлектродные емкости и индуктивности выводов и расстояния между электродами были малыми. Принимаются также меры к уменьшению потерь энергии, в частности для баллона используется специальное стекло с малыми диэлектрическими потерями или радиокерамика. В генераторных лампах особое значение приобретает охлаждение анода и лампы в целом, так как из-за больших потерь энергии лампы сильно нагреваются.

Лампы дециметрового диапазона, конечно, могут работать на более длинных волнах, но для сантиметровых волн большинство их непригодно. Некоторые из пальчиковых и миниатюрных бесцокольных ламп применяются для генерации и усиления на дециметровых волнах (на частотах в сотни мегагерц).,

Для дециметровых и «длинных» сантиметровых волн сконструированы лампы с дисковыми и цилиндрическими выводами, имеющие в конце обозначения букву Д. Выводы электродов в виде цилиндров и дисков различного диаметра служат для соединения лампы с коаксиальными резонансными линиями или объемными резонаторами и являются частью той или иной колебательной системы. Впервые лампы такого типа были разработаны в СССР группой инженеров под руководством Н. Д. Девяткова. Примером таких ламп может служить металлостеклянный триод (рис. 24.10, а). В нем один из выводов подогревателя сделан общим с кольцевым выводом катода. Такой триод работает в генераторах на частотах до 3600 МГц и дает полезную мощность не менее 0,1 Вт. Конструкцию, аналогичную изображенной, имеют некоторые диоды.

Оригинальное устройство имеет «карандашный» триод (рис. 24.10,б), предназначенный для генерации колебаний мощностью до 5 Вт на частотах до 3000 МГц. Это металлическая лампа с цилиндрическими выводами анода и катода и дисковым выводом сетки. Выпущены также и другие «карандашные» диоды и триоды.

Значительный интерес представляет также сверхминиатюрный триод с цилиндрическими выводами (рис. 24.10, в). Он предназначен для усилительных каскадов по схеме с общей сеткой, служащих входными каскадами в приемниках СВЧ. Такая лампа относится к металлокерамическим приемно-усилительным лампам, для которых в качестве последнего элемента обозначения принята буква К. На предельной частоте 3000 МГц этот триод дает усиление мощности в 12 раз, а на частоте 1200 МГц — в 40 раз.

Триоды для СВЧ: а — металлостеклянный; б — «карандашный»;   в — сверхминиа-тюрный металлокерамический 1 — вывод анода; 2 — вывод сетки; 3 — вывод катода и подогревателя; 4 — вывод подогревателя

Рис. 24.10. Триоды для СВЧ: а — металлостеклянный; б — «карандашный»; в — сверхминиа-тюрный металлокерамический 1 — вывод анода; 2 — вывод сетки; 3 — вывод катода и подогревателя; 4 — вывод подогревателя

Некоторые лампы металлокерамической серии работают на частотах до 10000 МГц. В дециметровом диапазоне волн могут также работать сверхминиатюрные металлокерамические лампы (нувисторы).

Для более мощных генераторов и передатчиков, в частности для передатчиков, работающих с большой мощностью в импульсном режиме, применяются металлокерамические генераторные триоды, напоминающие по конструкции рассмотренные приемно-усилительные лампы и также предназначенные для соединения с коаксиальными колебательными системами. На рис. 24.11 показан внешний вид металлокерамической генераторной лампы и ее устройство. Рабочие поверхности катода, сетки и анода этой лампы имеют форму дисков, расположенных очень близко друг к другу. Иногда поверхность электродов несколько выгнута. Вывод от подогревного оксидного катода сделан в виде цилиндра, причем он одновременно служит и выводом одного конца подогревателя. Второй конец подогревателя имеет вывод внутри этого цилиндра. Вывод от сетки сделан также в форме цилиндра и является частью баллона лампы.

Внешний вид и устройство металлокерамического генераторного триода. 1 — штифт для навинчивания радиатора анода; 2 — анод; 3 — сетка; 4 — катод; 5 — подогреватель; 6 — вывод сетки; 7 —  вывод катода и подогревателя; 8 — вывод подогревателя

Рис. 24.11. Внешний вид и устройство металлокерамического генераторного триода

1 — штифт для навинчивания радиатора анода; 2 — анод; 3 — сетка; 4 — катод; 5 — подогреватель; 6 — вывод сетки; 7 — вывод катода и подогревателя; 8 — вывод подогревателя

Анод изготовлен в виде массивного, цилиндра, и его верхняя часть припаяна к керамическому цилиндру, служащему частью баллона. С другой стороны этот керамический цилиндр спаян с выводом сетки. Между выводами сетки и катода также располагается керамическое кольцо. Спаи металла с керамикой представляют собой особенность металлокерамических ламп. В этих лампах применяется специальный керамический материал, дающий малые потери энергии на СВЧ. Для охлаждения анода используется ребристый радиатор, который навинчивается на штифт анода. Радиатор обдувается воздухом от вентилятора. Лампы этого типа могут работать и без радиатора, но тогда допустимая мощность рассеяния на аноде и наибольшая полезная мощность значительно снижаются.

В металлокерамической серии лампы типа ГС предназначены для непрерывного режима работы, лампы типа ГИ — для импульсного.

Лампы более сложные, чем триоды, для дециметрового диапазона применяют редко, так как при большем числе сеток приходится увеличивать расстояние между анодом и катодом, но тогда возрастает время пролета электронов. В приемных лампах увеличение числа электродов приводит к усилению собственных шумов. Таким образом, и в генераторах и в усилителях дециметрового диапазона волн работают главным образом триоды. Однако в последнее время для этого диапазона сконструированы и тетроды. Так, например, выпущен металлокерамический лучевой тетрод полезной мощностью 2 кВт для частот до 1000 МГц. Разработаны и другие лучевые тетроды, в том числе и двойные, для дециметровых волн.

Особо следует отметить применение триодов в каскадах усиления по схеме с общей сеткой (рис. 24.12). Эта схема предложена М. А. Бонч-Бруевичем в 1931 г. и служит для устранения возможности самовозбуждения за счет паразитной связи через межэлектродные емкости. Особенность схемы состоит в том, что входной контур LC включен в провод катода. Управляющая сетка лампы соединена с корпусом и минусом анодного источника. Она в данной схеме одновременно выполняет функцию экранирующей сетки и уменьшает паразитную связь между анодной и сеточной цепями через внутриламповую емкость анод — катод Са-к, а не через емкость анод — сетка Са-g, как в обычных усилительных каскадах с общим катодом.

Схема усилительного каскада с общей сеткой

Рис. 24.12. Схема усилительного каскада с общей сеткой

Для того чтобы сетка служила хорошим экраном, она делается густой, и поэтому коэффициент усиления таких триодов высок (100 и более). Благодаря густой сетке емкость анод — катод уменьшается до сотых долей пикофарада.

Недостаток схемы с общей сеткой заключается в ее низком входном сопротивлении. Это объясняется тем, что здесь входной ток представляет собой ток катода. А в схеме с общим катодом входной ток гораздо меньше, так как он является током сетки. Практически входное сопротивление для схемы с общей сеткой получается равным примерно 1/S. Если лампа имеет крутизну 5 мА/В, то Rвх = 1/5 = 0,2 кОм. Источник усиливаемых колебаний нагружается малым сопротивлением Rвхи должен расходовать значительную мощность. Несмотря на этот недостаток, схема с общей сеткой применяется часто, так как она работает устойчиво, без самовозбуждения.

Continue reading
923 Hits

Импульсный режим

Электронные лампы передатчиков СВЧ во многих случаях работают в импульсном режиме. Например, почти все радиолокационные передатчики дают импульсы длительностью в единицы и десятки микросекунд, отделенные друг от друга промежутками времени гораздо большей продолжительности (рис. 24.9). При таком режиме работы средняя мощность лампы во много раз меньше мощности импульса. Пусть, например, длительность импульса τи = 10 мкс, его мощность Ри = 100 кВт, а частота следования импульсов f = 200 Гц. Тогда период следования импульсов Т= 1/200 = 0,005 с = 5000 мкс, т.е. в 500 раз больше длительности импульса. Поэтому средняя мощность лампы в 500 раз меньше мощности импульса: Рср= 0,2 кВт.

Отношение периода следования импульсов к длительности импульса называют скважностью:

=Ти.(24.9)

Следовательно,

Pср = Ри/QРиτиТ. (24.10)

Иногда применяют величину, обратную скважности и называемую коэффициентом заполнения.

Лампы для импульсной работы имеют сравнительно малые размеры анода, так как потери на его нагрев определяются средней мощностью. Импульсы большой мощности получаются при подаче на сетку и анод весьма больших напряжений в течение короткого времени. Анодное напряжение, например, достигает десятков киловольт. Во избежание пробоя необходимо обеспечить хорошее качество изоляции между электродами и их выводами, а также высокий вакуум.

Катод лампы при импульсной работе должен обеспечивать очень высокую эмиссию. Для этого пригоден оксидный катод, эмиссия которого в импульсном режиме в десятки раз сильнее, чем в режиме непрерывной работы. В импульсном режиме удельная эмиссия оксидного катода достигает 70 А/см2 и эффективность 10000 мА/Вт, в непрерывном — 0,5 А/см2 и 100 мА/Вт соответственно.

Высокая удельная эмиссия в импульсном режиме объясняется вырыванием большого числа электронов из оксидного слоя под влиянием сильного внешнего электрического поля, которое проникает в этот слой, являющийся полупроводником. Такую эмиссию оксидный катод обеспечивает только при условии, что длительность импульсов не превышает 20 мкс и между ними имеются более продолжительные паузы. Если поддерживать высокую удельную эмиссию более длительное время, то наступает «отравление» оксидного катода, эмиссионный ток быстро падает и восстановление удельной эмиссии возможно только после «отдыха» катода.

Помимо оксидных катодов для импульсного режима успешно применяются новые типы катодов: бариево-вольфрамовые (L-катоды), ториево-оксидные, металлокерамические — из смеси тория и молибденового порошка и др. У некоторых из них удельная эмиссия в импульсном режиме достигает 300 А/см2.

Continue reading
765 Hits

COPYRIGHT 20013  NEXT SOUND